Giáo trình môn Cấu kiện điện tử

hất dẫn điện là loại vật liệu có thể tạo ra dòng điện tích khi có nguồn điện áp đặt ngang qua hai đầu vật liệu. Chất bán dẫn là một loại vật liệu có độ dẫn điện ở khoảng giữa của chất dẫn điện và chất cách điện Thông số chính được dùng để phân biệt 3 loại vật liệu là điện trở suất ρ , có đơn vị là Ω.cm. Như chỉ rỏ ở bảng 1.1, các chất cách điện có điện trở suất lớn hơn cm.105Ω . ví dụ: kim cương [diamond] là một trong những chất cách điện tuyệt vời, nó có điện trở suất rất lớn: .cm1016Ω . Ngược lại, đồng đỏ nguyên chất [pure copper] là một chất dẫn điện tốt, có điện trở suất chỉ là .cm103 6Ω−x . Các vật liệu bán dẫn chiếm toàn bộ khoảng điện trở suất giữa chất cách điện và chất dẫn điện; ngoài ra, điện trở suất của vật liệu bán dẫn có thể được điều chỉnh bằng cách bổ sung thêm các nguyên tử tạp chất khác vào tinh thể bán dẫn. Bảng 1.1, cũng cho biết các giá trị điện trở suất điển hình của 3 loại vật liệu cơ bản. Mặc dù trong thực tế chúng ta đã làm quen với tính dẫn điện của đồng đỏ (đồng nguyên chất) và tính cách điện của mica, nhưng các đặc tính điện của các vật liệu bán dẫn như Gemanium (Ge) và Silicon (Si) có thể còn mới lạ, dĩ nhiên, vật liệu bán dẫn không chỉ có hai loại vật liệu này, nhưng đây là 2 loại vật liệu được sử dụng nhiều nhất trong sự phát triển của dụng cụ bán dẫn. BẢNG 1.1 Phân loại đặc tính dẫn điện của các vật liệu bằng chất rắn Chất dẫn điện Chất bán dẫn Chất cách điện cm.10 3Ω−<ρ cm.1010 53 Ω<<− ρ ρ<.cm105Ω Giá trị điện trở suất của các chất điển hình cm.103 6Ω−= xρ cm.50 Ω=ρ (germanium) cm.1012Ω=ρ (mica) (đồng đỏ ng. chất) .cm1050 3Ωx=ρ (silicon) cm.1016Ω=ρ (kim cương) Các chất bán dẫn được tạo thành từ hai loại: Các chất bán dẫn đơn chất là các nguyên tố thuộc nhóm IV của bảng tuần hoàn các nguyên tố hóa học, (bảng 1.2). Mặt khác, các chất bán dẫn hợp chất có thể được hình thành từ các nguyên tố nhóm III và nhóm IV (thường gọi là hợp chất 3-5), hay nhóm II và nhóm VI (gọi là hợp chất 2-6). Chất bán dẫn hợp chất cũng bao gồm 3 nguyên tố, chẳng hạn như: Thủy ngân-Cadimi-telurit [mercury- cadmium-telluride]; Ga-Al-As [gallium- aluminum-arsenic]; Ga-In-Ar [gallium-indium-arsenic]; và Ga-In-P [gallium-indium- phosphide]. Theo lịch sử chế tạo các linh kiện bán dẫn thì Ge là một trong những chất bán dẫn đầu tiên được sử dụng. Tuy nhiên, Ge đã được thay thế một cách nhanh chóng bới Si dùng để chế tạo các dụng cụ bán dẫn quan trọng nhất hiện nay. Silicon có mức năng lượng độ rộng vùng cấm (Eg) lớn hơn so với Ge (xem bảng 1.3) nên cho phép sử dụng các linh kiện bán dẫn được chế tạo từ Si ở nhiệt độ cao hơn và sự dễ ôxi hóa để hình thành nên một lớp ôxit cách điện ổn định trên bán dẫn Silicon làm cho việc gia công, xử lý trên Si khi chế tạo các vi mạch (ICs) dể dàng hơn nhiều so với Ge. Tuy vậy, Ge vẫn có trong các cấu kiện bán dẫn hiện đại nhưng hạn chế hơn nhiều so với Si và một số chất bán dẫn khác. Ngoài chất bán dẫn bằng Silicon được dùng nhiều, còn có các chất bán dẫn như: GaAr [gallium- arsenic] và InP [Indium-phosphide] là những chất bán dẫn thông dụng hiện nay, đó là những vật liệu quan trọng nhất trong việc chế tạo các cấu kiện quang điện tử như: diode phát quang (LED), công nghệ Laser và các bộ tách sóng quang . v. v. . . CẤU KIỆN ĐIỆN TỬ 2 BIÊN SOẠN DQB, B/M ĐTVT-ĐHKT CHƯƠNG 1: VẬT LÝ BÁN DẪN Bảng 1.3 Giới thiệu một số chất bán dẫn thường được sử dụng nhiều nhất để chế tạo các linh kiện bán dẫn. BẢNG 1.3 Các vật liệu bán dẫn Chất bán dẫn GE (eV) Chất bán dẫn GE (e V) Kim cương (diamond) 5,47 Gallium arsenide 1,42 Silicon 1,12 Indium phosphide 1,45 Germanium 0,66 Boron nitride 7,50 Thiếc (tin) 0,082 Silicon carbide 3,00 Cadimium selenide 1,70 Kim cương và Boron Nitride là những chất cách điện tuyệt vời ở nhiệt độ phòng, nhưng chúng cũng như Silicon Carbide có thể được dùng như những chất bán dẫn ở nhiệt độ rất cao ( Co600 ). Việc bổ sung một tỷ lệ nhỏ ( < 10 % ) Ge vào Si sẽ làm cho đặc tính của các dụng cụ bán dẫn thông thường được cải thiện. 1.2 MÔ HÌNH LIÊN KẾT ĐỒNG HÓA TRỊ Trong các chất, các nguyên tử có thể liên kết với nhau dưới 3 dạng cấu trúc như: Vô định hình [amorphous]; đa tinh thể [polycrystalline] và đơn tinh thể [single-crystal]. Các vật liệu vô định hình có cấu trúc hoàn toàn không có trật tự (hổn độn), ngược với vật liệu đa tinh thể bao gồm một số lượng lớn các tinh thể không hoàn chỉnh nhỏ kết hợp lại. Một loại vật liệu bất kỳ chỉ có duy nhất các cấu trúc tinh thể lặp lại (tuần hoàn) của cùng một loại nguyên tử được gọi là cấu trúc đơn tinh thể. Nhiều đặc tính rất hữu ích của các chất bán dẫn đều được tìm thấy ở các vật liệu đơn tinh thể ở dạng nguyên chất cao, chẳng hạn như: Silicon CẤU KIỆN ĐIỆN TỬ 3 BIÊN SOẠN DQB, B/M ĐTVT-ĐHKT CHƯƠNG 1: VẬT LÝ BÁN DẪN thuộc nhóm IV của bảng tuần hoàn các nguyên tố hóa học, có bốn điện tử (electron) ở lớp ngoài cùng, gọi là 4 điện tử hóa trị. Vật liệu đơn tinh thể được hình thành bằng liên kết đồng hóa trị của mỗi nguyên tử Silicon với 4 nguyên tử Si lân cận gần nhất dưới dạng khối không gian ba chiều rất đều đặn như ở hình 1.1. Để đơn giản, ta chỉ xét các mô hình liên kết đồng hóa trị ở dạng hai chiều như hình 1.2. Sự liên kết bền vững giữa các nguyên tử bằng các điện tử hóa trị góp chung được gọi là liên kết đồng hóa trị. Mặc dù liên kết đồng hóa trị là lọai liên kết mạnh giữa các điện tử hóa trị và nguyên tử gốc của chúng nhưng các điện tử hóa trị vẫn có thể hấp thụ năng lượng đáng kể từ tự nhiên để bẽ gảy các liên kết đồng hóa trị và tạo ra các điện tử ở trạng thái tự do. Thuật ngữ “tự do” nói lên rằng sự di chuyển của các điện tử là rất nhạy cảm dưới tác dụng của điện trường do một nguồn điện áp hay sự chênh lệch nào đó về thế hiệu; các ảnh hưởng của năng lượng ánh sáng dưới dạng các photon; năng lượng nhiệt từ môi trường xung quanh. Ở nhiệt độ phòng, trong một cm3 vật liệu bán dẫn Si nguyên chất có khoảng 1010 hạt tải điện tự do [free carrier]. Các điện tử tự do trong vật liệu bán dẫn do bản chất tương tự như các hạt tải điện cơ bản. Cững tại nhiệt độ phòng, trong một cm3 vật liệu Ge nguyên chất có khoảng 13105,2 x hạt tải điện tự do. Tỷ lệ về số lượng các hạt tải điện tự do của Ge đối với Si lớn hơn 310 lần, điều này sẽ nói lên rằng Ge có độ dẫn điện tốt hơn ở nhiệt độ phòng, mặc dù vậy cả hai loại Ge và Si đều có độ dẫn điện rất kém ở trạng thái cơ bản. Lưu ý ở bảng 1.1, điện trở suất của Si và Ge cũng chênh lệch một tỷ lệ 1000:1, trong đó Si có điện trở suất lớn hơn, điều này là tất nhiên, vì điện trở suất tỷ lệ nghịch với độ dẫn điện. Khi tăng nhiệt độ ở một chất bán dẫn lên trên độ không tuyệt đối (0K) thì số lượng các điện tử hóa trị do hấp thụ năng lượng nhiệt đáng kể để bẻ gãy các liên kết đồng hóa trị tăng lên, làm tăng độ dẫn điện và chất bán dẫn có điện trở thấp. Do vậy, các vật liệu bán dẫn như Ge và Si sẽ có điện trở giảm khi nhiệt độ tăng tức là có hệ số nhiệt độ âm. Điều náy khác với các chất dẫn điện vì điện trở của nhiều chất dẫn điện tăng theo nhiệt độ do số lượng các hạt tải điện trong chất dẫn điện là không tăng đáng kể theo nhiệt độ, nhưng chúng sẽ dao động xung quanh vị trí cố định làm cản trở sự di chuyển của các điện tử khác, tức là làm cho điện trở tăng lên nên đối với các chất dẫn điện có hệ số nhiệt độ dương. Như vậy, Ở nhiệt độ gần độ 0 tuyệt đối, toàn bộ các điện tử định vị trong các mối liên kết đồng hóa trị góp chung giữa các nguyên tử theo dạng mãng và không có điện tử tự do để tham gia vào quá trình dẫn điện. Lớp ngoài cùng của nguyên CẤU KIỆN ĐIỆN TỬ 4 BIÊN SOẠN DQB, B/M ĐTVT-ĐHKT CHƯƠNG 1: VẬT LÝ BÁN DẪN tử là đầy đủ và vật liệu giống như một chất cách điện. Khi tăng nhiệt độ, thì năng lượng nhiệt sẽ được bổ sung vào tinh thể, lúc này một vài liên kết sẽ bị bẻ gãy, giải phóng một lượng nhỏ điện tử cung cấp cho việc dẫn điện, như ở hình 1.3. Mật độ các điện tử tự do này được gọi là: mật độ các hạt tải điện cơ bản in [intrinsic carrier density] ( 3cm− ) và được xác định tùy theo đặc tính của vật liệu và nhiệt độ như sau: ⎟⎠ ⎞⎜⎝ ⎛−= kT EBTn G32i exp cm -6 (1.1) trong đó: GE là mức năng lượng độ rộng vùng cấm của chất bán dẫn, đơn vị đo là eV; k là hằng số Boltzmann, 510x628 −, (eV/ K); T là nhiệt độ tuyệt đối (oK); B là thông số tùy thuộc vật liệu, CẤU KIỆN ĐIỆN TỬ 5 BIÊN SOẠN DQB, B/M ĐTVT-ĐHKT CHƯƠNG 1: VẬT LÝ BÁN DẪN chẳng hạn, đối với Si thì B = 3110x081, (K-3. cm- 6). Mức năng lượng vùng cấm GE [bandgap energy] là mức năng lượng tối thiểu cần thiết để bẻ gãy một mối liên kết trong tinh thể bán dẫn để giải phóng một điện tử cho quá trình dẫn điện. Bảng 1.3 ở trên đã liệt kê các giá trị mức năng lượng vùng cấm của một số chất bán dẫn khác nhau. Mật độ các điện tử tự do được biểu diển bằng ký hiệu n ( số electron / cm3), và đối với vật liệu nguyên chất inn = . Mặc dù in là một đặc tính cơ bản của mỗi chất bán dẫn nhưng nó phụ thuộc rất nhiều vào nhiệt độ đối với tất cả các vật liệu. Hình 1.4 chỉ rõ sự thay đổi mạnh của mật độ hạt tải điện cơ bản theo nhiệt độ của Gemanium, Silicon, và Gallium Arsenide, tính từ biểu thức (1.2) với 6330 cm.K1031,2 −−= xB cho Ge và 6329 cm.K1027,1 −−= xB cho GaAr. Ví dụ 1.1: Hãy xác đinh giá trị của in của Si ở nhiệt độ phòng (300K) ? ( )( ) ( )( ) 6195363312i cm/1052,4K300K/eV1062,8 12,1expK300cm.K1008,1 xxxn =⎟⎟⎠ ⎞ ⎜⎜⎝ ⎛ −= −− hay 39i cm/1073,6 xn = Để đơn giản trong tính toán, ta lấy giá trị 310 cm/10≈in ở nhiệt độ phòng đối với Si. Mật độ các nguyên tử silicon trong mạng tinh thể vào khoảng 322 /105 cmx , so sánh với kết quả ở ví dụ 1.1, trên, suy ra rằng: ở nhiệt độ phòng, trong số xấp xỉ 1310 nguyên tử Si, thì chỉ có một mối liên kết bị bẻ gãy. Một loại hạt tải điện khác thực tế cũng được tạo ra khi liên kết đồng hóa trị bị bẻ gãy như ở hình 1.3. Khi một điện tử mang điện tích âm C10602,1 19−−= xq , di chuyển ra khỏi liên kết đồng hóa trị, thì nó sẽ để lại một khoảng trống [vacancy] trong cấu trúc liên kết bên cạnh nguyên tử silicon gốc. Khoảng trống phải có điện tích hiệu dụng dương: +q . Một điện tử từ liên kết lân cận có thể điền vào khoảng trống này và sẽ tạo ra một khoảng trống mới ở vị trị khác. Quá trình này làm cho khoảng trống di chuyển qua khắp các mối liên kết trong mạng tinh thể bán dẫn. Khoảng trống di chuyển giống như hạt tích điện có điện tích +q nên được gọi là lổ trống [hole]. Mật độ lỗ trống được ký hiệu là p (lỗ trống / cm3). Như vậy, có hai loại hạt tích điện được tạo ra đồng thời khi mỗi liên kết bị bẽ gảy: một điện tử và một lỗ trống, do đó đối với bán dẫn silicon nguyên chất ta có: pnn i == (1.2) 2innp =⇒ (1.3) Tích pn cho ở (1.3) chỉ đúng với điều kiện một chất bán dẫn ở điều kiện cân bằng nhiệt, mà trong đó, các đặc tính của vật liệu bán dẫn chỉ phụ thuộc vào nhiệt độ T, mà không có các dạng kích thích khác. Phương trình (1.3) sẽ không đúng đối với các chất bán dẫn khi có các kích thích ngoài như: điện áp, dòng điện hay kích thích bằng ánh sáng. 1.3 ĐIỆN TRỞ SUẤT CỦA BÁN DẪN SILICON NGUYÊN CHẤT. a) Dòng trôi trong các chất bán dẫn. Điện trở suất: ρ và đại lượng nghích đảo của điện trở suất là điện dẫn suất [conductivity]: σ là đặc trưng của dòng điện chảy trong vật liệu khi có điện trường đặt vào. Dưới tác dụng của điện trường, các hạt tích điện sẽ di chuyển hoặc trôi [drift] và tạo thành dòng điện được gọi là dòng trôi [drift current]. Mật độ dòng trôi j được định nghĩa như sau: Qvj = (C/cm3)(cm/s) = A/cm2 (1.4) trong đó: Q là mật độ điện tích; v là vận tốc của các điện tích trong điện trường. Để tính mật độ điện tích, ta phải khảo sát cấu trúc của tinh thể silicon bằng cách sử dụng cả hai mô hình liên kết đồng hóa trị và mô hình vùng năng lượng trong các chất bán dẫn. Đối với vận tốc của các hạt tải điện dưới tác dụng của điện trường ta phải xét độ linh động của các hạt tải điện. b) Độ linh động. [mobility] Như trên đã xét, các hạt tải điện trong các chất bán dẫn di chuyển dưới tác dụng của điện trường CẤU KIỆN ĐIỆN TỬ 6 BIÊN SOẠN DQB, B/M ĐTVT-ĐHKT CHƯƠNG 1: VẬT LÝ BÁN DẪN đặt vào chất bán dẫn. Sự chuyển động này được gọi là sự trôi và tạo thành dòng điện chảy trong chất bán dẫn được hiểu là dòng trôi. Các điện tích dương trôi cùng chiều với chiều của điện trường, ngược lại các hạt mang điện tích âm trôi theo hướng ngược với chiều của điện trường. Vận tốc trôi của các hạt tải điện vr (cm/s) tỷ lệ với điện trường E r (V/cm); hằng số tỷ lệ được gọi là độ linh động µ , ta có: Ev rr nn µ−= và Ev rr pp µ= (1.5) trong đó: nv r là vận tốc của các điện tử (cm/ s); pv r là vận tốc của các lỗ trống (cm/s); nµ là độ linh động của điện tử, và có giá trị bằng 1350 cm2/V.s ở bán dẫn Si nguyên chất. pµ là độ linh động của lỗ trống, và có giá trị bằng 500 cm2/V.s ở bán dẫn Si nguyên chất. Do quan niệm, các lỗ trống chỉ xuất hiện tại vị trí khi di chuyển qua các mối liên kết đồng hóa trị, nhưng các điện tử là tự do di chuyển trong khắp mạng tinh thể, vì vậy, có thể hiểu là độ linh động của lỗ trống thấp hơn so với độ linh động của điện tử, như biểu thị ở định nghĩa trong biểu thức (1.5). Chú ý rằng: quan hệ ở (1.5) sẽ không đúng tại các mức điện trường cao đối với tất các các chất bán dẫn bởi do vận tốc của các hạt tải điện sẽ đạt tới một giới hạn gọi là: vận tốc trôi bão hòa satv . Đối với bán dẫn Si, satv vào khoảng 10 7cm/s, khi điện trường vượt quá 3x104V/cm. c) Điện trở suất của bán dẫn Si sạch. Để đơn giản cho việc xác định mật độ dòng trôi của điện tử và lổ trống, ta giả sử dòng chảy theo một chiều để tránh ký hiệu véc tơ ở phương trình (1.4), ta có: EqnEqnvQj nnnn drift n ))(( µµ =−−== EqpEqpvQj pppp drift p ))(( µµ =++== A/cm2 (1.6) trong đó: )( qnQn −= và )( qpQp += là mật độ điện tích của điện tử và lổ trống (C/cm3) tương ứng. Tổng mật độ dòng trôi sẽ là: EEpnqjjj .)( pnpn drift T σµµ =+=+= A/cm2 (1.7) Từ phương trình này sẽ xác định độ dẫn điệnσ : ).( pn µµσ pnq += (Ω.cm)-1 (1.8) Đối với bán dẫn Si nguyên chất, thì mật độ điện tích của điện tử được cho bởi iqnQ −=n mặt khác mật độ điện tích của các lổ trống là ip qnQ += . Thay các giá trị của độ linh động của bán dẫn Si nguyên chất đã cho ở phương trình (1.5), ta có: 6101019 1096,2)500)(10()1350)(10)[(1060,1( −− =+= xxσ (Ω.cm)-1 Từ định nghĩa điện trở suất ρ chính là nghịch đảo của điện dẫn suất σ , do vậy đối với bán dẫn Si nguyên chất ta có: CẤU KIỆN ĐIỆN TỬ 7 BIÊN SOẠN DQB, B/M ĐTVT-ĐHKT CHƯƠNG 1: VẬT LÝ BÁN DẪN 5103831 ×== ,σρ (Ω.cm) (1.9) Tra theo bảng 1.1, ta thấy rằng bán dẫn Si sạch có thể có đặc tính như một chất cách điện, mặc dù gần bằng với mức dưới của khoảng điện trở suất của chất cách điện. 1.4 BÁN DẪN TẠP CHẤT. a) Các tạp chất trong các chất bán dẫn. Trong thực tế, các ưu điểm của các chất bán dẫn thể hiện rỏ khi các tạp chất được bổ sung vào vật liệu bán dẫn nguyên chất, mặc dù với một tỷ lệ rất thấp tạp chất nhưng chất bán dẫn mới được tạo thành có ý nghĩa điều chỉnh đặc tính dẫn điện của vật liệu rất tốt. Quá trình như vậy CẤU KIỆN ĐIỆN TỬ 8 BIÊN SOẠN DQB, B/M ĐTVT-ĐHKT CHƯƠNG 1: VẬT LÝ BÁN DẪN được gọi là sự pha tạp, và vật liệu tạo thành gọi là bán dẫn tạp. Sự pha tạp tạp chất sẽ cho phép làm thay đổi điện trở suất của vật liệu trong một khoảng rất rộng và định rỏ hoặc nồng độ điện tử hoặc nồng độ lổ trống sẽ điều chỉnh điện trở suất của vật liệu. Ở đây ta xét sự pha tạp vào bán dẫn Si nguyên chất mặc dù sự pha tạp này cũng được sử dụng giống như đối với các vật liệu khác. Các tạp chất thường được sử dụng nhiều là các nguyên tố thuộc nhóm III và nhóm V của bảng tuần hoàn các nguyên tố hóa học. * Các tạp chất Donor trong bán dẫn Si. Các tạp chất Donor dùng để pha tạp vào bán dẫn Si được lấy từ các nguyên tố thuộc nhóm nguyên tố thuộc nhóm V, có 5 điện tử hóa trị ở lớp ngoài cùng. Các nguyên tố thường được sử dụng nhất là Phosphorus, Arsenic và Antimony. Khi một nguyên tử donor thay thể một nguyên tử Silicon trong mạng tinh thể như mô tả ở hình 1.5, thì 4 trong số 5 điện tử của lớp ngoài cùng sẽ điền đầy vào cấu trúc liên kết đồng hóa trị với mạng tinh thể Silicon, điện tử thứ 5 liên kết yếu với nguyên tử donor nên chỉ cần một năng lượng nhiệt rất bé nó dể trở thành điện tử tự do. Như vậy, ở nhiệt độ phòng, chủ yếu một nguyên tử donor đóng góp một điện tử tự do cho quá trình dẫn điện, do đó mỗi nguyên tử donor sẽ trở nên bị ion hóa vì đã mất một điện tử và sẽ mang điện tích +q, tương đương như một điện tích cố định, không dịch chuyển trong mạng tinh thể. * Các tạp chất Acceptor trong bán dẫn Si. Các tạp chất Acceptor dùng để pha tạp vào bán dẫn Si được lấy từ các nguyên tố thuộc nhóm III, nếu so sánh số điện tử ở lớp ngoài cùng, thì nguyên tử nhóm III ít hơn một điện tử. Nguyên tố Boron là tạp chất chính thay thế nguyên tử Si ttong mạng tinh thể như hình 1.6(a). Do nguyên tử Boron chỉ có 3 điện tử ở lớp ngoài cùng nên sẽ tồn tại một khoảng trống trong cấu trúc liên kết. Khoảng trống này dễ cho một điện tử bên cạnh di chuyển vào, tạo ra một khoảng trống khác trong cấu trúc liên kết. Khoảng trống này được gọi là lổ trống có thể di chuyển qua khắp mạng tinh thể như mô tả ở hình 1.6(b) và (c) và lổ trống có thể đơn giản xem như một hạt tích điện có điện tích +q. Mỗi nguyên tử tạp chất sẽ trở thành ion do nó nhận một điện tử có điện tích - q , không di chuyển trong mạng như ở hình 1.6(b). b) Nồng độ điện tử và lỗ trống trong bán dẫn tạp. Đối với bán dẫn tạp bao gồm cả tạp chất donor và acceptor thì việc tính nồng độ điện tử và lỗ trống được xét như sau: Trong vật liệu bán dẫn đã được pha tạp, nồng độ của điện tử và lỗ trống là rất chênh lệch. Nếu n > p , thì vật liệu bán dẫn được gọi là bán dẫn tạp dạng n, và ngược lại nếu p > n, thì vật liệu được gọi là bán dẫn tạp dạng p. Hạt tải điện có nồng độ lớn hơn được gọi là hạt tải điện đa số, và hạt tải có nồng độ thấp hơn được gọi là hạt tải điện thiểu số. Để tính toán chi tiết mật độ điện tử và lỗ trống, ta cần phải biết nồng độ các tạp chất acceptor và donor : DN là nồng độ tạp chất donor nguyên tử /cm 3 AN là nồng độ tạp chất acceptor nguyên tử /cm 3 và bổ sung các điều kiện cần thiết sau: 1-Vật liệu bán dẫn phải trung hòa về điện tích, tức điều kiện là: tổng điện tích dương và điện tích âm là bằng không. Các ion donor và các lỗ trống mang điện tích dương, ngược lại, các ion acceptor và các điện tử mang điện tích âm. Vi vậy, điều kiện trung hòa về điện tích sẽ là: 0)( AD =−−+ nNpNq (1.10) 2-Tích của nồng độ điện tử và lỗ trống trong vật liệu bán dẫn nguyên chất đã cho ở biểu thức (1.3) là: 2inpn = có thể hiểu một cách lý thuyết vẫn đúng đối với bán dẫn tạp ở điều kiện cân bằng nhiệt và biểu thức (1.3) vẫn có giá trị cho một khoảng rất rộng của nồng độ pha tạp. * Đối với vật liệu bán dẫn tạp dạng-n. )( AD NN > Từ điều kiện 2inpn = suy ra p và thay vào (1.10), ta có phương trình bậc hai của n: 0)( 2iAD 2 =−−− nnNNn giải phương trình trên ta có: CẤU KIỆN ĐIỆN TỬ 9 BIÊN SOẠN DQB, B/M ĐTVT-ĐHKT CHƯƠNG 1: VẬT LÝ BÁN DẪN 2 4)()( 2i 2 ADAD nNNNNn +−±−= và n np 2 i= (1.11) Trong thực tế thì iAD 2)( nNN >>− , nên có thể tính gần đúng: )( AD NNn −≈ . Công thức (1.11) được dùng khi AD NN > . * Đối với vật liệu bán dẫn tạp dạng-p. )( DA NN > Đối với trường hợp khi DA NN > , thay n vào (1.10) và giải phương trình bậc hai cho p ta có: 2 4)()( 2iDADA nNNNNp +−±−= và p n n 2 i= (1.12) Trở lại với trường hợp thường dùng: iDA 2)( nNN >>− nên: )( DA NNp −≈ . Biểu thức (1.12) sẽ được sử dụng khi DA NN > . Do những hạn chế của việc điều chỉnh quá trình pha tạp trong thực tế, nên mật độ các tạp chất có thể đưa vào mạng tinh thể Silicon chỉ trong khoảng xấp xỉ từ 1410 đến 2110 nguyên tử /cm3. Vì vậy, AN và DN thường lớn hơn rất nhiều so với nồng độ các hạt tải điện cơ bản trong bán dẫn Silicon ở nhiệt độ phòng. Từ các biểu thức gần đúng trên, ta thấy rằng mật độ các hạt tải điện đa số được quyết định trực tiếp bởi nồng độ tạp chất thực tế : )( DA NNp −≈ đối với DA NN > hoặc: )( AD NNn −≈ đối với: AD NN > . Như vậy: ở cả bán dẫn tạp dạng-n và bán dẫn tạp dạng-p, nồng độ hạt tải điện đa số được thiết lập bởi nhà chế tạo bằng các giá trị nồng độ tạp chất AN và DN và do đó không phụ thuộc vào nhiệt độ. Ngược lại, nồng độ các hạt tải điện thiểu số, mặc dù nhỏ nhưng tỷ lệ với 2in và phụ thuộc nhiều vào nhiệt độ. 1.5 MÔ HÌNH VÙNG NĂNG LƯỢNG. Mô hình vùng năng lượng trong chất bán dẫn đưa ra một quan điểm rõ ràng hơn về quá trình phát sinh cặp điện tử-lỗ trống và sự điều chỉnh nồng độ các hạt tải điện bằng các tạp chất. Theo cơ học lượng tử thì với cấu trúc tinh thể có tính trật tự cao của một nguyên tố bán dẫn sẽ hình thành các khoảng lượng tử có tính chu kỳ ở các trạng thái năng lượng cho phép và cấm của các điện tử quay xung quanh các nguyên tử trong tinh thể. Hình 1.7 mô tả cấu trúc vùng năng lượng trong bán dẫn, trong đó vùng dẫn và vùng hóa trị tượng trưng cho các trạng thái cho phép tồn tại của các điện tử. Mức năng lượng VE tương ứng với đỉnh của vùng hóa trị và tượng trưng cho mức năng lượng có thể cho phép cao nhất của một điện tử hóa trị. Mức năng lượng CE tương ứng với đáy của vùng dẫn và tượng trưng cho mức năng lượng của các điện tử có thể có được thấp nhất trong vùng dẫn. Mặc dù, các dải năng lượng mô tả ở hình 1.7, là liên tục nhưng thực tế, các vùng năng lượng bao gồm một số lượng rất lớn các mức năng lượng rời rạc có khoảng cách sít nhau. CẤU KIỆN ĐIỆN TỬ 10 BIÊN SOẠN DQB, B/M ĐTVT-ĐHKT CHƯƠNG 1: VẬT LÝ BÁN DẪN Các điện tử không được phép nhận các giá trị năng lượng nằm giữa CE và VE . Sự chênh lệch giữa hai mức CE và VE được gọi là mức năng lượng vùng cấm GE , ta có: VCG EEE −= (1.13) Bảng 1.3 ở trên đã giới thiệu mức năng lượng vùng cấm của môt số chất bán dẫn. a) Sự phát sinh cặp điện tử-lỗ trống ở bán dẫn nguyên chất. Khi bán dẫn Silicon ở nhiệt độ rất thấp (≈ 0K), thì các trạng thái năng lượng ở vùng hóa trị hoàn toàn được điền đầy các điện tử, và các trạng thái vùng dẫn là hoàn toàn trống, như mô tả ở hình 1.8. Chất bán dẫn trong trường hợp này sẽ không có dòng dẫn khi có điện trường đặt vào. Không có các điện tử tự do trong vùng dẫn và không có các lỗ trống tồn tại trong vùng hóa trị điền đầy hoàn toàn để tạo ra dòng điện. Mô hình vùng năng lượng ở hình 1.8, tương ứng trực tiếp với mô hình liên kết đầy đủ như ở hình 1.2. Khi nhiệt độ tăng lên trên 0K, năng lượng nhiệt sẽ được bổ sung vào mạng tinh thể, một vài điện tử nhận được đủ năng lượng cần thiết vượt quá mức năng lượng của độ rộng vùng cấm và sẽ nhảy từ vùng hóa trị vào vùng dẫn, như mô tả ở hình 1.9. Mỗi điện tử nhãy qua vùng cấm sẽ tạo ra một cặp điện tử - lỗ trống. Tình trạng phát sinh cặp điện tư - lỗ trống này tương ứng trực tiếp với hình 1.3, ở trên. b) Mô hình vùng năng lượng đối với bán dẫn tạp. Hình 1.10, và 1.12, là mô hình vùng năng lượng của vật liệu ngoại lai, đó là các nguyên tử donor và / hoặc nguyên tử acceptor. Ở hình 1.10, nồng độ các nguyên tử donor DN đã được bổ sung vào bán dẫn. Các điện tử dư ở các nguyên tử donor đưa vào bán dẫn Si sẽ được định vị trên các mức năng lượng mới trong phạm vi vùng cấm tức là tại các mức năng lượng donor DE gần với đáy của vùng dẫn. Giá trị của ( DC EE − ) của nguyên tử Phosphorus (P) vào khoảng 0,045 eV, do vậy chỉ cần một năng lượng nhiệt rất nhỏ để đẩy các điện tử dư từ vị trí donor vào vùng dẫn. Mật độ các điện tử ở các trạng thái năng lượng trong vùng dẫn cao hơn xác suất tìm kiếm một điện tử ở trạng thái donor hầu như bằng không, ngoại trừ các vật liệu pha tạp đậm ( DN lớn) hoặc tại nhiệt độ rất thấp. Như vậy, ở nhiệt độ phòng, chủ yếu toàn bộ các điện tử có trạng thái năng lượng donor được tự do để tham gia quá trình dẫn điện. Hình 1.10, tương ứng với mô hình liên kết ở hình 1.5. Trong hình 1.11, một lượng tạp chất acceptor (chất nhận) thuộc nhóm 3, có nồng độ AN đã được bổ sung vào bán dẫn. Các nguyên tử acceptor đưa vào sẽ tạo ra các mức năng lượng mới trong vùng cấm tại các mức năng lượng acceptor AE gần với đỉnh của vùng hóa trị. Giá trị ( VA EE − ) của Boron (B) trong bán dẫn Si xấp xỉ 0.044 eV, và chỉ cần lấy năng lượng nhiệt rất nhỏ để đẩy các điện tử từ vùng hóa trị lên các mức năng lượng acceptor. Ở nhiệt độ phòng, chủ yếu toàn bộ các vị trí acceptor là được điền đầy, và cứ một điện tử được đẩy lên mức acceptor sẽ tạo ta một lỗ trống tức là hạt tải điện tự do để tham gia vào quá trình dẫn điện. Hình 1.11 tương ứng với mô hình liên kết ở hình 1.6(b). b) Các chất bán dẫn bù trừ. Trạng thái của một bán dẫn bù trừ bao gồm cả hai loại tạp chất acceptor và donor được mô tả ở hình 1.12 cho trường hợp mà trong đó có các nguyên tử donor nhiều hơn nguyên tử acceptor. CẤU KIỆN ĐIỆN TỬ 11 BIÊN SOẠN DQB, B/M ĐTVT-ĐHKT CHƯƠNG 1: VẬT LÝ BÁN DẪN Các điện tử sẽ tìm các trạng thái năng lượng thấp có sẵn và chúng sẽ rơi xuống từ các vị trí donor để điền đầy toàn bộ vào các vị trí acceptor có sẵn. Nồng độ điện tử tự do còn lại cho bời )( AD NNn −= . 1.6. ĐỘ LINH ĐỘNG VÀ ĐIỆN TRỞ SUẤT TRONG BÁN DẪN TẠP. Việc đưa các tạp chất vào một chất bán dẫn chẳng hạn như Silicon, thực sự làm giảm độ linh động của các hạt tải điện trong vật liệu. Các nguyên tử tạp chất có sự khác nhẹ về kích thước so với các nguyên tử Si mà chúng thay thế vì thế phá vở tính chu kỳ của mạng tinh thể. Ngoài ra, các nguyên tử tạp chất là được ion hóa và tương ứng với các vùng điện tích được xác định mà trong đó sẽ không có tinh thể gốc (Si). Hai ảnh hưởng đó sẽ làm cho các điện tử và các lỗ trống phân tán khi chúng di chuyển trong bán dẫn cũng như làm giảm độ linh động của các hạt tải điện trong tinh thể. Hình 1.13 cho biết sự phụ thuộc của độ linh động vào tổng mật độ tạp chất pha tạp )( DA NNN += ở bán dẫn Silicon, trong đó độ linh động giảm mạnh khi mức pha tạp trong tinh thể bán dẫn tăng lên. Độ linh động trong các vật liệu pha tạp đậm đặc thấp hơn nhiều so với độ linh động trong vật liệu pha tạp loãng. Ví dụ 1.2: Hãy tính điện trở suất của bán dẫn Si được pha tạp với mật độ donor 315 D cm/102xN = và )0( A =N . CẤU KIỆN ĐIỆN TỬ 12 BIÊN SOẠN DQB, B/M ĐTVT-ĐHKT CHƯƠNG 1: VẬT LÝ BÁN DẪN Giải: Trong trường hợp này, ta có AD NN > và lớn hơn nhiều so với in , vì vậy: 15 D 102xNn == điện tử /cm3; và 41520 2 i 105102/10 xx n np === lỗ trống/cm3. Bởi vì, n > p nên đây là bán dẫn Si tạp dạng n. Từ đồ thị ở hình 1.13, ta có độ linh động của điện tử và lỗ trống ứng với nồng độ tạp chất: 315 cm/102x là: V.s/cm1260 2n =µ và V.s/cm460 2p =µ Độ dẫn điện và điện trở suất sẽ là: 141519 )cm.(403,0)]105)(460()102)(1260[(106,1 −− Ω=+= xxxσ , suy ra: cm.48,2 Ω=ρ So sánh điện trở suất ở kết quả trên với điện trở suất của bán dẫn Si tinh khiết, ta thấy rằng: việc đưa một phần rất nhỏ tạp chất vào mạng tinh thể Si sẽ làm thay đổi điện trở suất khoảng 510 lần, tức là làm thay đổi vật liệu từ một chất cách điện thành chất bán dẫn có giá trị điện trở suất nằm ở khoảng giữa dải điện trở suất của chất bán dẫn. Sự pha tạp tạp chất cũng sẽ quyết định một trong hai loại vật liệu bán dẫn tạp dạng n hoặc p và các biểu thức đơn giản có thể được dùng để tính độ dẫn điện của nhiều loại vật liệu bán dẫn tạp. Lưu ý rằng: pn pn µµ >> trong biểu thức tính độ dẫn điện σ ở ví dụ 1.2 sẽ đúng cho vật liệu bán dẫn tạp dạng n ở các mức pha tạp thường gặp, và đối với vật liệu bán dẫn tạp dạng p thì: np np µµ >> . Vì vậy, nồng độ các hạt tải điện đa số sẽ điều chỉnh độ dẫn điện của vật liệu: )( )( DApp ADnn p- dáùn baïn liãûu váût våïi âäúi NNqpq n-dáùnbaïnliãûuváûtvåïiâäúi NNqnq −≈≈ −≈≈ µµσ µµσ (1.14) Ví dụ 1.3: Một mẫu vật liệu Si tạp dạng n có điện trở suất 0,054 Ω.cm. Biết mẫu Si chỉ có một loại tạp chất donor. Tính nồng độ tạp chất donor DN ? Giải: Đối với bài toán này cần phải giải bằng phương pháp: thử - sai lặp lại [iterative trial-error]; đây là một ví dụ về một kiểu bài toán thường gặp trong kỹ thuật. Vì điện trở suất nhỏ, nên để chắc chắn ta giả thiết rằng: Dnn Nqnq µµσ == và qN σµ =Dn Ta biết rằng nµ là một hàm số của nồng độ pha tạp DN , mà chỉ phụ thuộc dưới dạng đồ thị. Việc giải đòi hỏi sự thăm dò sai số-thử lặp lại bao gồm cả các ước lượng về toán và đồ thị. Để giải bài toán, ta cần phải thiết lập một tiến trình hợp lý các bước mà trong đó sẽ chọn một thông số cho phép chúng ta đánh giá các thông số khác để đạt đến lời giải. Phương pháp giải bài toán này là: 1. Chọn một giá trị của DN . 2. Tìm nµ ở đồ thị của độ linh động 3. Tính Dn Nµ . 4. Nếu Dn Nµ không chính xác, thì quay lại bước 1. Dĩ nhiên, chúng ta hy vọng có thể tiến hành chọn để đạt đến kết quả sau một vài phép thử. Đối với bài tập này ta có: 120119 )V.s.cm(102,1)106,1054,0( −−− == xxx q σ Số thứ tự phép thử DN (cm-3) nµ (cm2/ V.s) Dn Nµ (V.s.cm)-1 1 1x1016 1100 1,1x1019 2 1x1018 350 3,5x1020 3 1x1017 710 7,1x1019 4 5x1017 440 2,2x1020 5 4x1017 470 1,9x1020 6 2x1017 580 1,2x1020 CẤU KIỆN ĐIỆN TỬ 13 BIÊN SOẠN DQB, B/M ĐTVT-ĐHKT CHƯƠNG 1: VẬT LÝ BÁN DẪN Sau 6 lần thử lặp lại, ta tìm được DN = 2x10 17 nguyên tử donor/cm3. 1.7 DÒNG KHUYẾCH TÁN VÀ DÒNG TỔNG. a) Dòng khuyếch tán. Như đã giải thích ở trên, ta biết rằng nồng độ điện tử và lỗ trống trong chất bán dẫn được quyết đinh bởi nồng độ tạp chất pha tạp AN và DN ; ở đây ta ngầm giả thiết rằng sự pha tạp trong chất bán dẫn là đồng nhất, nhưng vấn đề này là không thể có. Các thay đổi trong việc pha tạp là thường gặp trong các chất bán dẫn và sẽ có các độ chênh lệch [gradient] ở các nồng độ điện tử và lỗ trống. Gradien về nồng độ các hạt tải điện tự do này sẽ dẫn đến một cơ chế dòng điện khác được gọi là dòng khuyếch tán [diffusion]. Các hạt tải điện tự do có khuynh hướng di chuyển (khuyếch tán) từ vùng có nồng độ...u tùy theo các mức dòng và áp và phụ thuộc vào sự khuyếch tán, độ trôi của điện tử, và sự tái hợp của hạt tải điện trong vùng nghèo. Hằng số n sẽ đạt bằng 2 khi số lượng tái hợp điện tử - lỗ trống trong vùng nghèo tăng lên. Nếu n =1, giá trị nVT là vào khoảng 25mV tại 25oC. Khi n = 2, thì nVT sẽ là khoảng 50mV. Để tính mức dòng và áp tại điểm làm việc Q, căn cứ vào độ dốc của đặc tuyến ở hình 2.17, thay đổi theo độ biến thiên của dòng tuân theo quan hệ hàm mũ. Có thể vi phân biểu thức của phương trình (2.42) để tính độ dốc tại mức dòng iD cố định bất kỳ. Độ dốc là độ dẫn điện tương đương của cấu kiện. ( )[ ] T TDS D D /exp nV nVvI dv di = (2.44) CẤU KIỆN ĐIỆN TỬ BIÊN SOẠN DQB, B/M ĐTVT-ĐHKT CHƯƠNG 2: TIẾP GIÁP PN & DIODE BÁN DẪN 28 Từ phương trình diode cơ bản (2.42), ta có: 1exp S D T D +=⎟⎟⎠ ⎞ ⎜⎜⎝ ⎛ I i nV v Thay vào phương trình độ dẫn điện (2.44), ta nhận được: T SD D D nV Ii dv di += (2.45) Điện trở động là nghịch đảo của độ dẫn điện (2.45), hay: D T SD T d i nV Ii nVr ≈+= (2.46) vì IS << iD. Mặc dù biết rằng rd thay đổi khi iD thay đổi, nhưng ta thường cho rd cố định trong khoảng làm việc quy định, tức là ta chọn một trị số trong dãi các điện trở biến thiên (tức có thể sử dụng ID thay cho iD). Sử dụng số hạng Rf để biểu thị điện trở thuận của diode, mà trong đó bao gồm rd và điện trở tiếp xúc giữa chất bán dẫn và điện cực kim loại. b) Điện áp ngưỡng. Hình 2.18, là các đặc tuyến mô tả nguyên lý hoạt động của diode silicon và germanium thông dụng trong thực tế, làm việc ở nhiệt độ phòng. Khi thang đo dòng được chọn phù hợp với dòng làm việc lớn nhất, thì mỗi diode có một mức điện áp ngưỡng Vγ khi được phân cực thuận, dưới mức điện áp ngưỡng đó dòng diode rất nhỏ, nhỏ hơn 1% giá trị dòng định mức của diode. Điện áp ngưỡng này còn gọi là điện áp dịch. Vì dòng IS của diode germanium lớn hơn nên điện áp dịch của diode germanium vào khoảng 0,2V - 0,3V, khi so sánh với điện áp dịch của diode silicon vào khoảng 0,6V - 0,7V. Trong nhiều ứng dụng thông thường, diode có thể được xem là ngưng dẫn [OFF] tại các giá trị điện áp thấp hơn điện áp ngưỡng. Khi điện áp thuận tăng dần khỏi mức 0, dòng điện sẽ không bắt đầu chảy ngay, mà lấy theo mức điện áp nhỏ nhất là Vγ (0,2V hoặc 0,7V trong hình vẽ) để có được mức dòng có thể đo được. Khi điện áp vượt quá Vγ , thì dòng tăng rất nhanh. Độ dốc của đặc tuyến là lớn, nhưng không phải vô cùng như trường hợp với diode lý tưởng (Vγ xem như bằng 0). Vậy mức điện áp nhỏ nhất cần thiết để có mức dòng có thể đo được Vγ vào khoảng 0,7V đối với diode bán dẫn silicon (tại nhiệt độ phòng), và khoảng 0,2V đối với diode bán dẫn germanium. Khi diode được phân cực ngược, sẽ có dòng điện rò nhỏ trong khoảng điện áp ngược thấp hơn so với điện áp cần để đánh thủng tiếp giáp. Dòng rò của diode germanium lớn hơn nhiều so với diode silicon hay diode gallium arsenide. Nếu mức điện áp âm trở nên đủ lớn ở vùng đánh thủng, thì một diode thông thường có thể bị phá hũy. Điện áp đánh thủng được quy định như điện áp ngược đỉnh – PIV [peak inverse voltge] trong các thông số kỹ thuật của nhà sản xuất. Hư hỏng ở các diode thông dụng tại mức điện áp đánh thủng là do sự tăng nhanh của dòng điện tử chảy qua tiếp giáp dẫn đến quá nhiệt ở diode. Mức dòng lớn có thể làm hỏng diode nếu tích tụ CẤU KIỆN ĐIỆN TỬ BIÊN SOẠN DQB, B/M ĐTVT-ĐHKT CHƯƠNG 2: TIẾP GIÁP PN & DIODE BÁN DẪN 29 nhiệt vượt quá mức cho phép. Đánh thủng do nhiệt đôi khi cũng được xem như điện áp đánh thủng diode (VBR). c) Dòng ngược của các loại diode khác nhau. Như đã nói ở trên, từ phương trình diode (2.38) ta thấy rằng: dòng bão hoà ngược phụ thuộc vào tiết diện của tiếp giáp, các hệ số khuyếch tán của hạt tải điện thiểu số, nồng độ của các hạt tải điện thiểu số ở điều kiện cân bằng, và độ dài của các vùng trung hoà hay quãng đường khuyếch tán của các hạt tải điện thiểu số, mà các thông số đó lại phụ thuộc vào nhiệt độ và các mức pha tạp. Do vậy, dòng bão hoà IS có thể có giá trị vào khoảng µA đối với các diode Germanium, và vào khoảng cỡ nA đối với các diode Silicon. Nhiều diode có dòng ngược biểu hiện tăng theo điện áp ngược không tuân theo phương trình diode, vì do dòng rò qua tiếp giáp tại bề mặt của chất bán dẫn và do khi khảo sát phương trình diode ta đã bỏ qua sự phát sinh cặp điện tử - lỗ trống do năng lượng nhiệt trong vùng điện tích không gian. Đối với các tiếp giáp silicon khi được phân cực ngược thì dòng ngược không tăng do dòng điện phát sinh do nhiệt là thành phần chủ yếu của dòng bão hoà ở nhiệt độ phòng rất thấp. Vì vậy, dòng ngược ít phụ thuộc vào điện áp ngược do vùng nghèo trở nên dày hơn tại các giá trị điện áp ngược cao hơn. d) Các ảnh hưởng do nhiệt độ và hệ số nhiệt độ của diode. Nhiệt độ có vai trò quan trọng quyết định các đặc tính làm việc của các diode. Các thay đổi về đặc tính của diode gây ra do nhiệt độ thay đổi có thể cần phải điều chỉnh về thiết kế và hoàn thiện các mạch. Hệ số nhiệt độ đặc trưng cho sự thay đổi nhiệt độ là một trong những thông số quan trọng cần phải được lưu ý. Hệ số nhiệt độ liên quan đến mức sụt áp trên diode vD. Giải phương trình diode (2.41) theo sụt áp trên diode ở điều kiện phân cực thuận (với hệ số thực nghiệm n = 1), ta có: ⎟⎟⎠ ⎞ ⎜⎜⎝ ⎛≅⎟⎟⎠ ⎞ ⎜⎜⎝ ⎛ +=⎟⎟⎠ ⎞ ⎜⎜⎝ ⎛ += S D S D S D TD ln1ln1ln I i q kT I i q kT I iVv [V] Vi phân theo nhiệt độ ta có: T VVv dT dI I V T v dT dI Iq kT I i q k dT dv TGODS S T DS SS DD 311ln −−=−=−⎟⎟⎠ ⎞ ⎜⎜⎝ ⎛= [V/ K] trong đó ta cho rằng: SD Ii >> và IS ∝ 2in , vD là điện áp sụt trên diode; VGO là điện áp tương ứng với mức năng lượng độ rộng vùng cấm của Silicon tại 0K, (VGO = EG/ q) , và VT là áp nhiệt. CẤU KIỆN ĐIỆN TỬ BIÊN SOẠN DQB, B/M ĐTVT-ĐHKT CHƯƠNG 2: TIẾP GIÁP PN & DIODE BÁN DẪN 30 Hai số hạng sau rút ra từ sự phụ thuộc vào nhiệt độ của 2in . Giản lược các số hạng ở phương trình trên đối với diode Si, chẳng hạn có VD = 0,65V, EG = 1,12eV, và VT ≈ 0,025V ta có: 1,82mV/K 300K 0,075)V1,12(0,65D −=−−= dT dv (2.47) Vậy, tại nhiệt độ phòng điện áp thuận của diode biểu hiện hệ số nhiệt độ âm gần bằng -1,82 mV/0C, nghĩa là tại giá trị dòng diode ID không đổi, điện áp VD sẽ giảm vào khoảng 2mV khi nhiệt độ tăng lên 1oC ở nhiệt độ từ 25oC: C2mV/o D D −≅ IdT dV (2.48) Bằng thực nghiệm, cũng có thể thấy rỏ sự ảnh hưởng của nhiệt độ trên các đặc tuyến của một diode Silicon như ở hình 2.19. Nhiệt độ cũng làm tăng mức dòng bảo hòa ngược vì dòng bão hoà ngược biến thiên theo nồng độ các hạt tải điện thiểu số, tức là thay đổi theo 2in , mà 2 in là một hàm của nhiệt độ. Đối với diode bằng bán dẫn Gemanium, dòng bão hòa ngược IS (còn gọi là dòng rò hay dòng rỉ) tăng lên gần gấp đôi cứ mỗi khi nhiệt độ tăng lên 100C, ở nhiệt độ 250C sẽ có dòng IS vào khoảng 1µA hay 2µA và có dòng rò vào khoảng 100µA = 0,1mA tại nhiệt độ làm việc 1000C. Với các mức dòng rò IS nhỏ ở vùng ngược, nên có thể xem diode như một chuyển mạch ở trạng thái hở mạch ở vùng phân cực ngược. Thực tế thấy rằng, đối với bán dẫn Silicon, IS sẽ tăng gấp đôi trong khoảng tăng nhiệt độ 5oC ở nhiệt độ từ 25oC. Tuy nhiên, giá trị điển hình của IS ở diode Silicon thấp hơn rất nhiều so với IS của diode bằng bán dẫn Germanium có cùng cấp công suất và mức dòng. Thậm chí, ta cũng có kết quả tương tự khi diode làm việc ở nhiệt độ cao thì dòng IS của các diode bằng bán dẫn Si cũng không thể đạt được các mức dòng rò cao như ở các diode Ge, đây là lý do rất quan trọng khiến cho các diode bằng bán dẫn Si được sử dụng nhiều hơn trong thiết kế chế tạo mạch điện tử. Về cơ bản thì sự tương đương như một mạch hở ở vùng phân cực ngược, khi làm việc tại nhiệt độ bất kỳ là lý do tốt nhất có ở diode Si so với diode Ge. Mức dòng IS tăng theo nhiệt độ, điều này giải thích cho việc các mức điện áp ngưỡng thấp hơn. Ở vùng phân cực ngược, điện áp đánh thủng cũng tùy thuộc vào nhiệt độ, nhưng lưu ý là dòng bão hòa ngược không mong muốn cũng tăng lên. Dòng bảo hòa ngược tăng vào khoảng 7,2%/oC đối với cả diode silicon và germanium. Nói cách khác, IS gần gấp đôi cho mỗi khoảng tăng nhiệt độ là 10oC. Biểu thức của dòng bảo hòa ngược phụ thuộc vào nhiệt độ là, )]()exp[()( 12i1S2S TTkTITI −= (2.49) trong đó: ki = 0,07/oC và T1 và T2 là hai nhiệt độ khác nhau. Biểu thức có thể tính gần đúng bằng cách rút gọn hàm mũ, )/10( 102S 12)2()( TTTITI −= (2.50) bởi vì 270 ≈,e . CẤU KIỆN ĐIỆN TỬ BIÊN SOẠN DQB, B/M ĐTVT-ĐHKT CHƯƠNG 2: TIẾP GIÁP PN & DIODE BÁN DẪN 31 Khi mức điện áp phân cực thuận trên diode không đổi, thì ID cũng sẽ tăng gấp đôi trong khoảng tăng nhiệt độ 10oC ở nhiệt độ từ 25oC. Khi nhiệt độ tăng, điện áp chuyển sang dẫn Vγ sẽ giảm. Ngược lại, khi nhiệt độ giảm sẽ làm tăng về Vγ, như chỉ rõ ở hình 2.19, trong đó Vγ thay đổi tuyến tính theo nhiệt độ tuân theo phương trình sau: (giả sử dòng chảy qua diode được giữ không đổi). )()()( 01T0γ1γ TTkTVTV −=− (2.51) trong đó: T0 là nhiệt độ phòng, khoảng 25oC; T1 là nhiệt độ làm việc của diode (oC); Vγ(T0) là sụt áp trên diode tại nhiệt độ phòng (Volt). Đối với diode Si: Vγ(T0) = 0,7V, và diode Ge: Vγ(T0) = 0,2V; Vγ(T1) là sụt áp trên diode ở nhiệt độ làm việc, (Volt); kT là hệ số nhiệt độ (V/oC). Giá trị của kT là khác nhau tùy theo loại diode, đối với diode Ge có kT = - 2,5 mV/oC, diode Si có kT = - 2,0 mV/oC. e) Mô hình mạch tương đương của diode Mạch ở hình 2.20a, tương ứng với mô hình đơn giản của diode silicon ở cả trạng thái làm việc dc thuận và ngược. Đặc tuyến của mô hình gần như đặc tuyến hoạt động của diode ở hình 2.18. Điện trở Rr tương ứng với điện trở phân cực ngược của diode, thường vào khoảng vài megaohm. Điện trở Rf tương ứng với điện trở khối và tiếp xúc của diode, thường nhỏ hơn 50Ω. Khi được phân cực thuận, diode lý tưởng là một ngắn mạch, hay điện trở bằng 0. Điện trở mạch của diode thực tế khi phân cực thuận được mô hình hóa ở hình 2.20a, là điện trở đầu cực của diode lý tưởng được ngắn mạch, hay: ffr RRR ≈ Ở trạng thái phân cực ngược, diode lý tưởng có điện trở lớn vô cùng (mạch hở) còn điện trở mạch của mô hình thực tế là Rr. Diode lý tưởng là một phần của mô hình ở hình 2.20a, phân cực thuận khi điện áp đầu cực vượt quá 0,7V. Các mô hình mạch ac phức tạp hơn do hoạt động của diode phụ thuộc vào tần số. Mô hình ac đơn giản cho diode phân cực ngược như ở hình 2.20b. Tụ CJ tương ứng với điện dung của tiếp giáp, xuất hiện do vùng nghèo như một tụ điện. Hình 2.20c, là mạch tương đương của diode phân cực thuận. Mô hình bao gồm hai tụ điện là tụ khuyếch tán CD và tụ tiếp giáp CJ. Điện dung khuyếch tán liên quan đến sự di chuyển của các hạt tải điện dẫn đến trạng thái có thể so với sự lưu trữ điện tích. Do vậy, hệ quả của sự khuyếch tán bao gồm các ảnh hưởng của điện dung. Điện dung khuyếch tán CD sẽ gần bằng 0 khi diode phân cực ngược. Điện trở động là rd. Ở dãi tần số thấp các ảnh hưởng của điện dung là nhỏ và chỉ có Rf là phần tử đáng kể nhất. f) Phân tích mạch diode Từ các nội dung trên, ta đã có thông tin cơ bản cần thiết để phân tích các mạch có diode. Giả sử cho một mạch gồm các cấu kiện tuyến tính thụ động, các nguồn cung cấp và các diode, cần phải tính mức dòng và áp liên quan. Bài toán cũng có thể giải quyết ở phòng thí nghiệm điện tử, chọn các cấu kiện thích hợp và nối dây cho mạch, đo các mức dòng và áp bằng các đồng hồ đo / hoặc máy hiện sóng. Dĩ nhiên là các điều kiện của phòng thí nghiệm phải đáp ứng phù hợp các điều kiện của bài toán đã cho. Trong thực tế, có thể có các quy trình đo chính xác các đại lượng mà CẤU KIỆN ĐIỆN TỬ BIÊN SOẠN DQB, B/M ĐTVT-ĐHKT CHƯƠNG 2: TIẾP GIÁP PN & DIODE BÁN DẪN 32 không phải ngắt mạch để có kết quả đúng so với tính toán lý thuyết, khi chưa có sự rõ ràng về mô hình đúng của các cấu kiện, tức là giả sử các mô hình ở phần trước không mô tả được bản chất vật lý của các cấu kiện một cách thích hợp. Trong trường hợp như vậy, sẽ không lời giải để cho kết quả đúng. Thực ra mục đích xuyên suốt trong nghiên cứu là cho khả năng dự đoán và giải thích nguyên lý hoạt động thực tế. Nếu không muốn mất nhiều thời gian, và tình trạng chưa biết rõ ràng của giải pháp cứng (mạch thực nghiệm), thì có thể dựa vào phân tích thuần túy bằng cách sử dụng các phương trình cho từng phần tử (chẳng hạn như định luật Ohm và phương trình diode). Hoặc có thể dựa vào các mô hình diode ở phần trên thay cho các diode và sau đó thực hiện việc phân tích mạch thông thường. Các phân tích như vậy cần phải có các gần đúng vì tự các mô hình là các xấp xĩ. Ngoài ra, cũng có thể không đưa vào tính toán nhiều điều kiện vật lý khác như biến thiên về nhiệt độ và sai số của các cấu kiện. Ngoài các phương pháp phân tích mạch trên, các chương trình mô phỏng bằng máy tính đã trở nên phổ biến trên các PC. Khả năng và tốc độ của PC thường sử dụng mô phỏng dùng cho việc phân tích mạch đúng hơn là thiết kế mạch, nghĩa là thường kiểm chứng hiệu suất của mạch mà trong đó có các cấu kiện điện tử khác nhau đã được chọn sẳn. Các chương trình mô phỏng cũng có thể dùng để thiết kế bằng cách sử dụng kỹ thuật lặp, chẳng hạn như nếu ta muốn chọn một trị số điện trở, ta có thể phân tích mạch theo các trị số khác nhau và chọn một trị số để nhận được các thông số thiết kế. Đường tải của diode: Do diode là cấu kiện phi tuyến, cần phải thay đổi kỹ thuật phân tích mạch thông thường. Không thể viết các phương trình một cách đơn giản và giải theo các biến, vì các phương trình chỉ có thể áp dụng trong phạm vi vùng làm việc cụ thể. Một mạch thường bao gồm cả hai điện áp nguồn dc và nguồn thay đổi theo thời gian. Nếu ta thiết lập nguồn biến thiên theo thời gian bằng 0, thì năng lượng chỉ được cung cấp đến mạch từ nguồn điện áp dc. Loại bỏ nguồn biến thiên theo thời gian ra khỏi mạch, sẽ xác định được điện áp và dòng của diode được gọi là điểm làm việc tĩnh (điểm - Q). Hình 2.21a, là mạch gồm một diode, tụ, nguồn cung cấp và 2 điện trở. Nếu chọn dòng chảy qua diode và điện áp diode là đại lượng cần tìm của mạch, thì cần phải có hai phương trình độc lập có các đại lượng cần tính đó để có lời giải duy nhất cho điểm làm việc. Một trong hai phương trình được suy ra từ mạch nối với diode. Phương trình thứ hai là quan hệ dòng – áp thực tế của diode. Hai phương trình cần phải được giải đồng thời, tức là có thể thực hiện bằng đồ thị. Nếu xét trạng thái dc đầu tiên, thì nguồn điện áp sẽ trở nên đơn giản là VS, và tụ sẽ là mạch hở CẤU KIỆN ĐIỆN TỬ BIÊN SOẠN DQB, B/M ĐTVT-ĐHKT CHƯƠNG 2: TIẾP GIÁP PN & DIODE BÁN DẪN 33 (tức là trở kháng của tụ là vô cùng tại tần số bằng 0). Vậy phương trình cho mạch dc có thể lập được là: 1DDR1DS RIVVVV +=+= (2.52) hay: 1DSD RIVV −= (2.53) Đây là phương trình thứ nhất trong hai phương trình đồng thời có điện áp và dòng của diode. Ta cần phải kết hợp phương trình (2.53) với đặc tuyến của diode để xác định điểm làm việc. Đồ thị của phương trình như ở hình 2.21b, gọi là “đường tải dc”. Đặc tuyến của diode cũng được thể hiện trên cùng một trục tọa độ. Giao điểm của hai đặc tuyến là nghiệm chung của hai phương trình nên ký hiệu là “điểm tĩnh – Q” [Q – quiescent] trên hình vẽ. Đây là điểm mà tại đó mạch sẽ làm việc với tín hiệu vào biến thiên theo thời gian thiết lập mức 0. Nếu đặt bổ sung tín hiệu biến thiên theo thời gian đến đầu vào dc, thì một trong hai phương trình đồng thời sẽ thay đổi. Nếu cho rằng, tín hiệu vào biến thiên theo thời gian là tín hiệu có tần số đủ cao để cho phép coi tụ điện như một ngắn mạch, thì sẽ cho phương trình mới như sau: )( L1dds RRivv += (2.54) )( L1dsd RRivv −= (2.55) Ta đang chỉ xét các thành phần biến thiên theo thời gian của các tham số khác nhau (lưu ý việc sử dụng các ký tự viết thường cho các biến số). Vậy các giá trị của tham số toàn bộ sẽ là: DQdD Vvv += DQdD Iii += và phương trình (1.37) sẽ trở thành: sDQDL1DQD ))(( vIiRRVv +−−=− Phương trình cuối cùng có tên gọi là “đường tải ac” ở hình 2.21b. Do phương trình liên qua chỉ với các đại lượng biến thiên theo thời gian nên không biết điểm cắt trục tọa độ. Tuy nhiên, đường tải ac cần phải đi qua điểm – Q, vì tại các thời điểm khi phần tín hiệu vào biến thiên theo thời gian đi qua điểm 0, hai trạng thái làm việc (dc và ac) cần phải đồng nhất. Vậy đường tải ac xác định được là duy nhất. Ví dụ 2.2: Cho mạch như ở hình 2.22, và điện áp nguồn là: (V) 0,1sin10001,1s tv += Hãy tính mức dòng chảy qua diode iD. Biết rằng, nVT = 40mV; Vγ = 0,7V. Lặp lại phép tính bằng cách sử dụng chương trình mô phỏng trên máy tính. Giải: Áp dụng KVL để có phương trình dc, ta có: LDγS RIVV += , suy ra: mA4 L γS D =−= R VV I Mức dòng này sẽ thiết lập điểm làm việc của diode. Ta cần phải xác định điện trở động (sử dụng ký hiệu Rf thay cho rd do bỏ qua điện trở tiếp xúc giữa bán dẫn và điện cực kim loại), để có thể xác lập điện trở của tiếp giáp được phân cực thuận đối với tín hiệu ac, ta có: 0Ω1 D T f == I nVR Lúc này ta có thể thay thế diode bằng một điện trở 10Ω với điều kiện là diode sẽ duy trì phân cực thuận trong chu kỳ vào của tín hiệu ac. Áp dụng trở lại KVL, ta có: dLdfs iRiRv += ; mA 1000 ,91sin0 Lf S d tRR vi =+= Dòng chảy qua diode sẽ là: ( ) mA 00,91sin1004D ti += . Vì iD luôn luôn dương, diode sẽ luôn luôn được phân cực thuận. Nếu biên độ của dòng ac trở nên lớn hơn so với giá trị dc của dòng iD, thì iD sẽ không phải luôn luôn dương, và giả thiết là diode được phân cực thuận là không chính xác. Do vậy, lời giải cần phải được sửa đổi, trong đó khi biên độ dòng ac theo chiều âm trở nên lớn hơn so với giá trị dc, CẤU KIỆN ĐIỆN TỬ BIÊN SOẠN DQB, B/M ĐTVT-ĐHKT CHƯƠNG 2: TIẾP GIÁP PN & DIODE BÁN DẪN 34 thì diode sẽ trở nên bị phân cực ngược và dòng sẽ ngưng. g) Khả năng xử lý công suất Các diode được đánh giá tùy theo khả năng xử lý công suất. Các thông số được quy định theo cấu trúc vật lý của diode (tức là, kích thước của tiếp giáp, kiểu vỏ, và kích thước của diode). Các chỉ tiêu kỹ thuật do hãng sản xuất cung cấp, dùng để xác định khả năng về công suất của diode trong khoảng nhiệt độ cho trước. Một số diode như các diode công suất đánh giá theo khả năng tải dòng của diode. Mức công suất tức thời tiêu tán bởi diode xác định bằng biểu thức ở phương trình (2.56), DDD ivp = (2.56) Khi các diode dẫn dòng tương đối lớn, thì diode cần phải được lắp đặt sao cho nhiệt tạo ra trong diode có thể tiêu tán ra khỏi diode. Để tiêu tán nhiệt năng phát ra từ bên trong diode, thì phải lắp cánh tản nhiệt cho các diode. h ) Điện dung của diode Mạch tương đương của diode gồm có một tụ nhỏ. Điện dung của tụ tùy thuộc vào biên độ và cực tính của điện áp đặt vào diode cũng như các đặc tính của tiếp giáp hình thành trong suốt quá trình chế tạo. Trong mô hình đơn giản của tiếp giáp diode thể hiện ở hình 2.23, vùng tại tiếp giáp đã được rút hết cả điện tử và lỗ trống. Ở phía p của tiếp giáp có nồng độ lỗ trống cao, còn ở phía n có nồng độ điện tử cao. Sự khuyếch tán của các điện tử và lỗ trống xảy ra lân cận tiếp giáp tạo ra dòng khuyếch tán ban đầu. Khi các lỗ trống khuyếch tán qua tiếp giáp vào vùng n, các lỗ trống nhanh chóng kết hợp với các điện tử đa số có trong vùng n và triệt tiêu. Tương tự như vậy, các điện tử khuyếch tán ngang qua tiếp giáp, tái hợp và biến mất, tức là tạo ra vùng nghèo (còn gọi là vùng điện tích không gian) lân cận tiếp giáp, vì rất ít các điện tử và lỗ trống. Khi đặt điện áp phân cực ngược ngang qua tiếp giáp, vùng nghèo sẽ mở rộng, tức là làm tăng kích thước của vùng nghèo. Vùng nghèo đóng vai trò như vùng cách điện, do đó diode phân cực ngược hoạt động giống như một tụ điện có điện dung thay đổi nghịch đảo với căn bậc hai của mức sụt áp ngang vật liệu bán dẫn. Điện dung tương đương của các diode tần số cao nhỏ hơn 5pF, và có thể trở thành điện dung lớn khoảng 500pF ở các diode dòng lớn (tần số thấp). Các thông số của nhà sản xuất cần phải được lưu ý để xác định mức điện dung cho trước theo điều kiện làm việc đã cho. 2.5 MẠCH NGUỒN CHỈNH LƯU Ứng dụng cơ bản trước tiên của diode là chỉnh lưu. Chỉnh lưu (hay nắn) là quá trình chuyển tín hiệu xoay chiều (ac) thành một chiều (dc). Chỉnh lưu được phân loại thành chỉnh lưu bán kỳ hoặc chỉnh lưu toàn kỳ. a) Chỉnh lưu bán kỳ Do một diode lý tưởng có thể duy trì dòng điện chảy chỉ theo một chiều, nên diode có thể dùng để chuyển đổi tín hiệu ac thành tín hiệu dc. Hình 2.24, là mạch chỉnh lưu bán kỳ đơn giản. Khi điện áp vào dương, diode được phân cực thuận nên có thể được thay bằng một ngắn mạch (giả sử diode là lý tưởng). Khi điện áp vào âm, diode được phân cực ngược nên có thể thay bằng một mạch hở. Vậy, khi diode được phân cực CẤU KIỆN ĐIỆN TỬ BIÊN SOẠN DQB, B/M ĐTVT-ĐHKT CHƯƠNG 2: TIẾP GIÁP PN & DIODE BÁN DẪN 35 thuận, điện áp ra trên điện trở tải có thể xác định từ quan hệ mạch phân áp. Mặt khác, ở trạng thái phân cực ngược, dòng điện bằng 0 nên điện áp ra cũng bằng 0. Hình 2.24, thể hiện ví dụ của dạng sóng ra khi cho dạng sóng vào sin có biên độ khoảng 100V, Rs = 10Ω, và RL = 90Ω. Mức điện áp trung bình của hàm tuần hoàn được tính theo tích phân của hàm số trong một chu kỳ của hàm tuần hoàn, tức là bằng số hạng thứ nhất trong khai triển chuổi Fourier của hàm số. Lưu ý rằng, khi tín hiệu vào sin có trị trung bình bằng 0, thì dạng sóng ra có trị trung bình là, ∫ == /20oavg π90290sin1 T dt T t T V π Mạch chỉnh lưu bán kỳ có thể dùng để tạo ra tín hiệu ra dc gần như không đổi nếu dạng sóng ra ở hình 2.24, được lọc (xem mục 2.5c). Lưu ý mạch chỉnh lưu bán kỳ có hiệu suất rất thấp. Trong suốt nữa bán kỳ của mỗi chu kỳ tín hiệu vào bị cắt bỏ hoàn toàn khỏi tín hiệu ra. Nếu có thể truyền năng lượng vào đến đầu ra trong suốt bán kỳ đó cần phải tăng mức công suất ra. b) Chỉnh lưu toàn kỳ Mạch chỉnh lưu toàn kỳ sẽ chuyển đổi năng lượng vào đến đầu ra trong cả hai bán kỳ của tín hiệu vào và sẽ làm cho mức dòng trung bình tăng lên trong một chu kỳ. Có thể sử dụng biến áp trong mạch chỉnh lưu bán kỳ để có được cả hai cực tính âm và dương. Mạch tương đương và dạng sóng ra như ở hình 2.25. Mạch chỉnh lưu bán kỳ sẽ tạo ra mức dòng trung bình gấp đôi mức dòng trung bình của mạch chỉnh lưu bán kỳ (tự kiểm chứng phát biểu này). Chỉnh lưu toàn kỳ có thể không sử dụng biến áp, chẳng hạn như mạch chỉnh lưu cầu ở hình 2.26, cũng thực hiện việc chỉnh lưu toàn kỳ. Khi điện áp nguồn có bán kỳ dương, các diode 1 và 4 sẽ dẫn còn các diode 2 và 3 là hở mạch. Khi điện áp nguồn chuyển sang bán kỳ âm, xảy ra trạng thái ngược lại nên các diode 2 và 3 dẫn, như chỉ rõ ở hình 2.26b. Xét mạch ở hình 2.26a, sẽ cho thấy có thể ngắn mạch thực tế của mạch CẤU KIỆN ĐIỆN TỬ BIÊN SOẠN DQB, B/M ĐTVT-ĐHKT CHƯƠNG 2: TIẾP GIÁP PN & DIODE BÁN DẪN 36 chỉnh lưu cầu, nếu một đầu của nguồn được nối đất, cả hai đầu cực của điện trở tải có thể được nối đất, sẽ tạo ra vòng đất, làm ngắn mạch hiệu dụng một trong các diode. Do đó, cần phải bổ sung một biến áp cho mạch để cách ly hai mức đất tách biệt nhau. Trong trường hợp này biến áp không cần phải có điểm giữa như biến áp của mạch chỉnh lưu toàn kỳ ở hình 2.25. Cũng lưu ý rằng, do có hai diode dẫn nối tiếp, sụt áp của diode là 2Vγ. c) Mạch lọc Các mạch chỉnh lưu sẽ cho điện áp dc dạng xung (đập mạch) ở đầu ra. Các xung ra gọi là gợn sóng ra, độ gợn có thể giảm đáng kể bằng cách lọc tín hiệu ra của mạch chỉnh lưu. Kiểu lọc thông dụng nhất là sử dụng tụ điện một chiều. Hình 2.27a, là mạch chỉnh lưu toàn kỳ có thêm một tụ mắc song song với điện trở tải. Dạng sóng của điện áp ra đã bị thay đổi như ở hình 2.28. Trong ứng dụng thực tế, các diode cần phải mắc ngược lại và đặt gần với mức thế đất như mạch ở hình 2.27b, tức là tạo cho anode có thế đất, nên các diode có thể được gắn với tấm nối đất, bằng cách đó cho phép tiêu tán nhiệt năng đối với các mạch chỉnh lưu công suất lớn. Tụ điện sẽ nạp đến mức điện áp cao nhất (Vmax) khi các mức đỉnh của tín hiệu vào tại giá trị âm và dương nhất. Khi điện áp vào giảm thấp hơn giá trị đỉnh, tụ điện không thể xã qua cả hai diode. Do vậy, tụ xã qua RL, tức là xuất hiện sự suy giảm theo hàm mũ cho bởi phương trình: CRtτt VVtv L/max / max ee)( −− == (2.57) CẤU KIỆN ĐIỆN TỬ BIÊN SOẠN DQB, B/M ĐTVT-ĐHKT CHƯƠNG 2: TIẾP GIÁP PN & DIODE BÁN DẪN 37 Việc thiết kế mạch lọc bao gồm chọn trị số cho tụ C. Chẳng hạn, cho tín hiệu vào là sóng sin có biên độ 311V và mức điện áp ra thấp nhất có thể nhận ở mạch ứng dụng cho trước là 300V, suy ra: CR'T L/e311300 −= trong đó, T’ là khoảng thời gian xã như đã chỉ ở hình 2.28. Ta có thể tính C theo T’ và RL như sau: CR'T L/e311300 −= hay: CR T' L ln1,037 = , và suy ra: L 2828 R T',C = Công thức này khó dùng để thiết kế mạch lọc, vì T’ phụ thuộc vào hằng số thời gian RLC, do đó C chưa biết. Lấy gần đúng khi để ý là: T’ < T . Đối với tín hiệu vào có tần số 50Hz, thì tần số cơ bản của tín hiệu ra là 100Hz. Do vậy, ms 10 100 11 === f T Ta có thể tính trị số của tụ lọc cần cho một tải cụ thể bằng cách sử dụng đường thẳng gần đúng như thể hiện ở hình 2.29. Tính C theo đường thẳng gần đúng. Độ dốc thứ nhất của hàm mũ ở phương trình (2.57) là: CR V-m L max 1 = đó là độ dốc của đường thẳng A ở hình vẽ. Độ dốc của đường thẳng B ở hình 2.29, là: 2 max 2 /T Vm = Suy ra: max L 1 1 ∆∆- V VCR m Vt == Sử dụng các tam giác đồng dạng, ta có: max min 21 222 V VTTtTt +=+= và: 2 )/∆(2∆ max max L 1 VVT V VCRt −== thay T = 1/fP, trong đó fP số lượng xung trong một giây (gấp hai lần tần số ban đầu), ta có: ⎟⎟⎠ ⎞ ⎜⎜⎝ ⎛ −=⎟⎟⎠ ⎞ ⎜⎜⎝ ⎛ −= maxPmaxPmax L 2 ∆11∆2 2 1∆ V V fV V fV VCR (2.58) Trong phần lớn các thiết kế mạch lọc, đều đòi hỏi độ gợn cần phải nhỏ hơn nhiều so với biên độ dc, nên: 1 2 ∆ max << V V Và phương trình (2.58) sẽ trở thành: CẤU KIỆN ĐIỆN TỬ BIÊN SOẠN DQB, B/M ĐTVT-ĐHKT CHƯƠNG 2: TIẾP GIÁP PN & DIODE BÁN DẪN 38 LP max ∆ RfV VC = (2.59) Công thức (2.59) là kết quả tính của bài toán thiết kế chỉ đúng nếu đường thẳng không thấp hơn Vmin, đặc tuyến theo hàm mũ sẽ vẫn giữ trên giá trị Vmin. Sử dụng phương trình (2.59) để tính tụ cho ví dụ đã cho ở trên, với giả thiết tín hiệu vào là sóng sin 50Hz, biên độ 311V và để có điện áp ra có thể nhận được thấp nhất là 300V, vậy ta có Vmax = 311V, ∆V = 11V, và tần số của tín hiệu ra ở mạch nắn toàn kỳ là fP = 100Hz, đối với mạch nắn bán kỳ fP = 50Hz, Vậy, từ phương trình (2.59), ( )1 LLLP max Ωs 0,283 100Hz11V 11V3 ∆ −⋅=××== RRRfV VC . Mức gợn sóng không tuân theo dạng tiêu chuẩn bất kỳ nào (ví dụ như dạng sin hoặc răng cưa), nên cần phải có một số cách đặc trưng riêng về độ lớn của dạng sóng. Điện áp gợn Vr (rms) sẽ được tính theo: 32 (rms) minmaxr VVV −= (2.60) Lưu ý rằng, sử dụng 3 ở mẫu số đúng hơn so với 2 vì với chỉ số 2 dùng để tính trị số hiệu dụng của sóng sin bằng biên độ chia cho 2 . Đối với sóng tam giác, trị số hiệu dụng bằng biên độ chia cho 3 . Các chỉ số đó sẽ được kiểm chứng bằng cách lấy căn bậc hai của trị số trung bình bình phương của dạng sóng trong một chu kỳ. Dạng sóng của gợn gần với dạng sóng răng cưa hơn so với sóng sin. Trị số trung bình của điện áp gợn được cho là điểm giữa của dạng sóng (xấp xỉ). Hệ số gợn sẽ được định nghĩa là: dc r (rms) V Vgon soHe = d) Mạch nhân đôi điện áp Hình 2.30, là mạch tạo ra mức điện áp bằng khoảng hai lần mức điện áp ra đỉnh lớn nhất (khi không tải), gọi là mạch nhân đôi điện áp. Lưu ý rằng mạch giống như mạch chỉnh lưu cầu toàn kỳ ở hình 2.26a, nếu không có hai diode đã được thay bằng hai tụ. Khi điện áp vào có cực tính như hình vẽ, sẽ có hai thành phần dòng chảy qua diode D1. Một dòng thành phần chảy qua C2 nên tụ sẽ nạp lên mức Vmax. Một dòng thành phần khác thông qua điện trở tải và C1. Nếu C1 đã được nạp lên mức Vmax trong chu kỳ trước, thì tụ sẽ có mức nguồn điện áp hiệu dụng khác Vmax mắc nối tiếp với điện áp ra của biến áp, nên tải sẽ có mức điện áp là gấp hai lần mức điện áp lớn nhất. Các tụ cũng có vai trò làm giảm mức điện áp gợn tại đầu ra. 2.6 DIODE ỔN ÁP (ZENER) Diode zener là cấu kiện bán dẫn được thực hiện pha tạp để tạo thành đặc tuyến điện áp đánh thủng hay điện áp thác lũ rất dốc. Nếu điện áp ngược vượt quá điện áp đánh thủng, thường diode không bị phá hũy với điều kiện dòng chảy qua diode không được vượt quá giá trị lớn nhất đã được quy định trước và diode không bị quá nhiệt. Khi hạt tải điện tạo ra do nhiệt (thành phần dòng ngược bảo hòa) làm giảm được rào thế tiếp giáp (xem mục 2.2) và nhận năng lượng do điện thế ngoài đặt vào, hạt tải điện sẽ va chạm với các ion trong mạng tinh thể và truyền mức năng lượng đáng kể để phá vỡ mối liên kết đồng hóa trị. Ngoài hạt tải điện ban đầu, các cặp hạt tải điện điện tử - lỗ trống cũng được tạo ra. Cặp hạt tải mới có thể nhận mức năng lượng lớn từ điện trường đặt vào để va chạm với ion tinh thể khác và tạo ra ngay cặp điện tử - lỗ trống khác. Tác động liên tục như vậy sẽ bẻ gãy các mối liên kết đồng hóa trị, nên gọi là quá trình đánh thủng thác lũ. Có hai cơ chế phá vỡ các mối liên kết đồng hòa trị. Sử dụng điện trường mạnh tại tiếp giáp có CẤU KIỆN ĐIỆN TỬ BIÊN SOẠN DQB, B/M ĐTVT-ĐHKT CHƯƠNG 2: TIẾP GIÁP PN & DIODE BÁN DẪN 39 thể trực tiếp làm cho mối liên kết bị gãy. Nếu điện trường đặt vào một lực lớn vào điện tử trong mối liên kết, thì điện tử có thể bị bứt khỏi mối liên kết đồng hóa trị, nên tạo ra một số lượng cặp điện tử - lỗ trống hợp thành theo cấp số nhân. Cơ chế đánh thủng như vậy được gọi là đánh thủng zener. Trị số điện áp đánh thủng zener được điều chỉnh bằng lượng pha tạp của diode. Diode được pha tạp đậm đặc sẽ có điện áp đánh thủng zener thấp, ngược lại diode được pha tạp loãng có điện áp đánh thủng zener cao. Mặc dù như mô tả ở trên có hai cơ chế đ...VGS và phương trình (3.79), ta có thể vẽ hai đặc tuyến trên cùng một đồ thị và lời giải được xác định tại điểm giao nhau của chúng. Với các trị số của QDI và QGSV đã biết, ta có thể xác định được toàn bộ các đại lượng còn lại của mạch, như VDS, VD và VS. c) Chọn điểm làm việc. Ở các họ đặc tuyến ra của FET thường được chia thành hai vùng: vùng tuyến tính (vùng ohmic ≡ vùng thuần trở) và vùng bão hòa. Trong thực tế, khi sử dụng FET trong mạch khuyếch đại thường tránh các vùng làm việc ngoài vùng bão hòa, như chỉ ở hình 3.41. Vùng A là vùng ohmic không được sử dụng vì ở vùng này dòng máng phụ thuộc nhiều vào điện áp máng. Khi thiết kế một mạch khuyếch đại tuyến tính, ta mong muốn dòng máng được điều khiển bằng tín hiệu vào mà không bằng điện áp ngang qua FET. Vùng B có thể tạo nên bởi hai yếu tố tùy thuộc vào loại FET được sử dụng. Đối với tất các các dụng cụ đều có giá trị dòng máng cho phép lớn nhất trước khi dụng cụ bị đánh thủng, khi thiết kế phải đảm bảo rằng dụng cụ không hoạt động ở vùng này. Đối với các JFET cũng có giới hạn bắt buộc là không được phân cực thuận Hinh 3.41: CẤU KIỆN ĐIỆN TỬ BIÊN SOẠN DQB, B/M ĐTVT-ĐHKT CHƯƠNG 3: TRANSISTOR HIỆU ỨNG TRƯỜNG 87 tiếp giáp cổng. Một trong những giới hạn bắt buộc khác là cần phải hạn chế dòng máng hoặc điện áp cổng lớn nhất có thể được sử dụng. Vùng C là vùng điện áp đánh thủng của FET, nếu vượt quá giá trị điện áp đánh thủng, với thời gian đủ lâu sẽ rất nguy hiểm cho dụng cụ. Cuối cùng, vùng cấm thứ tư được khống chế bởi các điều kiện tiêu tán công suất. Công suất được tiêu tán ở FET được cho bởi tích của dòng điện máng và điện áp máng (vì dòng cổng là không đáng kể) và dẫn đến phát sinh nhiệt năng. Nhiệt năng này sẽ làm cho nhiệt độ của dụng cụ tăng lên nên hoạt động của dụng cụ phải được hạn chế bằng nhiệt độ cho phép của tiếp giáp. Vùng làm việc thỏa mãn các điều kiện tiêu tán công suất được giới hạn bởi đường hyperbola (tức là vị trí các điểm mà khi đó dòng nhân với điện áp bằng một hằng số) như mô tả bởi vùng D trên hình 3.41. Khi chọn điểm làm việc cho mạch khuyếch đại, phải đảm bảo mỗi transistor được giữ trong phạm vi các giới hạn an toàn và trong phạm vi vùng làm việc định mức của nó. Điều này thường yêu cầu điện áp cung cấp thấp hơn so với điện áp đánh thủng của dụng cụ, cũng như giá trị dòng máng và các giới hạn về công suất lớn nhất không bị vi phạm. Đế có dao động điện áp lớn nhất thì điểm làm việc thường được đặt gần giữa đường tải như ở hình 3.41, điều này cho phép truyền tín hiệu vào lớn nhất trước khi tín hiệu ra méo dạng. Ví dụ 3.3: Hãy thiết kế mạch phân cực của một bộ khuyếch đại cho JFET kênh-n 2N5486 bằng cách sử dụng đặc tuyến truyền đạt của dụng cụ và bằng cách tính trực tiếp. Biết VP = - 6V và IDSS = 8mA; nguồn sử dụng VDD = 15V và điện trở tải RL = 2,5kΩ; mạch khuyếch đại có điện áp ra tĩnh là 10V. Giải: Mạch khuyếch đại thích hợp được cho như hình vẽ bên, Từ biểu thức (3.47) ta biết rằng: 2 P GS DSSD V v1Ii ⎟⎟⎠ ⎞ ⎜⎜⎝ ⎛ −= bằng cách dùng các số liệu đã cho đối với VP và IDSS, ta có thể vẽ đặc tuyến truyền đạt như sau: Điện áp ra tĩnh Vo (Q) được cho bởi, Vo(Q) = VDD - VL Trong đó VL là sụt áp trên điện trở tải RL. Vì vậy, giá trị cần thiết của VL được cho bởi: VL = VDD- Vo(Q) = 15-10 = 5V. Và dòng máng tĩnh yêu cầu là: mA2 Ωk5,2 V5 R VI L L )Q(D === Từ đặc tuyến truyền đạt, giá trị này của dòng máng sẽ tương ứng với một giá trị điện áp cổng-nguồn là -3V. Do cổng nối đất nên điện áp cổng-nguồn phải nhận được bằng sụt áp trên RS là +3V. Do đó , trị số của RS sẽ là: Ωk5,1 mA2 V3 I VR D GS S === Giá trị của RG thường chọn khoảng 470kΩ là thích hợp để cần có điện áp phân cực cổng là 0V. RG thường được chọn để có một trở kháng vào cao, nhưng không phải quá cao làm cho sụt áp tạo nên bởi các ảnh hưởng của dòng cổng (một vài nanoampere) trở nên đáng kể. Ta cũng có thể sử dụng phương pháp tính trực tiếp để có kết quả như đã sử dụng phương pháp đồ thị ở trên. Như trên, ta đã có giá trị dòng máng là: CẤU KIỆN ĐIỆN TỬ BIÊN SOẠN DQB, B/M ĐTVT-ĐHKT CHƯƠNG 3: TRANSISTOR HIỆU ỨNG TRƯỜNG 88 mA2 Ωk5,2 V5 R V I L Qo QD === Từ phương trình Shockley’s (3.47): 2 P GS DSSD V V1II ⎟⎟⎠ ⎞ ⎜⎜⎝ ⎛ −= suy ra: ( ) 316 I I1VV 8 2 DSS D PGS −=−−=⎟⎟⎠ ⎞ ⎜⎜⎝ ⎛ −= V. Và tìm được giá trị của RS = 1,5 kΩ Như đã xác định theo phương pháp đồ thị. 3.7 MỘT SỐ ỨNG DỤNG CỦA TRANSISTOR HIỆU ỨNG TRƯỜNG. a) Các mạch khuyếch đại bằng FET. FET được dùng rộng rãi trong các bộ khuyếch đại yêu cầu tạp âm thấp và có điện trở vào cao. Cả hai loại FET kênh-n và kênh-p đều được dùng nhưng để đơn giản, ta xét các mạch dùng các mạch khuyếch đại dùng FET kênh-n. Việc thiết kế các bộ khuyếch đại dựa vào FET phải thỏa mãn cả điều kiện dc và điều kiện tín hiệu nhỏ. Hình 3.42 là mạch khuyếch đại đơn giản dùng MOSFET và JFET, trong đó mạch chỉ đơn giản gồm một transistor, một tải điện trở và một mạch phân cực. Sự khác nhau giữa các mạch trên xuất phát từ yêu cầu phân cực khác nhau của mỗi loại transistor. Tất cả các kiểu phân cực cho mạch khuyếnch đại dùng FET trên, có thể mô tả phù hợp bởi mạch cho ở hình 3.30 đã xét ở mục 3.6a, chỉ cần chọn lựa các giá trị điện áp cung cấp VGG thích hợp cho cổng. Khi sử dụng các dụng cụ kênh-n, thì điện áp này phải dương đối với các MOSFET tăng cường, âm đối với các JFET, và thường bằng 0 đối với các MOSFET nghèo [DE MOSFET]. Đối với các dụng cụ kênh-p, thì cực tính của các điện áp trên là ngược lại. Trở lại với mạch hình 3.30, tín hiệu vào được đặt giữa cực cổng và cực nguồn của FET, và tín hiệu ra là được lấy giữa cực máng và cực nguồn, vì vậy cực nguồn là cực chung giữa mạch vào và mạch ra, nên các bộ khuyếch đại có dạng thông dụng này được gọi là bộ khuyếch đại nguồn chung [common-source amplifiers]. Ví dụ, các mạch ở hình 3.42 trên là các mạch khuyếch đại nguồn chung. Mặc dù mạch hình 3.30 có thể thực hiện được, nhưng nó thường bất tiện khi phải dùng riêng rẽ nguồn cung cấp cho cổng. Thông thường, điện áp phân cực nhận được chỉ từ một nguồn cung cấp chung cho cả mạch phân cực cổng và mạch máng-nguồn. Đối với DE MOSFET, điện áp phân cực thường bằng 0 Volt, có thể nhận được đơn giản bằng cách nối điện trở RG xuống đất [ground] như ở hình 3.42a. Mạch phân cực đối với MOSFET tăng cường phức tạp hơn một chút, do đòi hỏi điện áp phân cực khác 0V. Tuy vậy, do điện áp phân cực yêu cầu nằm trong khoảng giữa điện áp cung cấp ở cực máng VDD và điện áp cung cấp ở cực nguồn VSS, nên điện áp phân cực có thể nhận được một cách dễ dàng bằng cách dùng mạch điện trở dưới dạng cầu phân áp như ở hình 3.42b. Đối với JFET, điện áp phân cực sẽ được trích ra ở đường nguồn cung cấp vào cực máng và cực nguồn. Trong trường hợp này, mạch phân cực thường sử dụng điện trở nối vào cực nguồn (gọi là điện trở nguồn) như ở hình 3.42c. Dòng điện ra cực nguồn sẽ chảy qua điện trở nguồn tạo ra sụt áp trên điện trở nguồn, làm cho điện áp trên cực nguồn cao hơn VSS, nếu nối một điện trở cổng với VSS thì cực cổng sẽ được phân cực với điện áp bằng sụt áp trên điện trở RS, và cực tính điện áp ngược lại đối với cực nguồn. Kỹ thuật phân cực này được gọi là phân cực tự động. CẤU KIỆN ĐIỆN TỬ BIÊN SOẠN DQB, B/M ĐTVT-ĐHKT CHƯƠNG 3: TRANSISTOR HIỆU ỨNG TRƯỜNG 89 Mạch tương đương tín hiệu nhỏ cho một bộ khuyếch đại bằng FET ở hình 3.30 được mô tả ở hình 3.43. Khi có mạch tương đương tín hiệu nhỏ của bộ khuyếch đại bằng FET, ta có thể xác định được hệ số khuyếch đại điện áp tín hiệu nhỏ. Từ hình 3.43, rõ ràng là, nếu bỏ qua ảnh hưởng của điện dung vào C, thì điện áp trên cực cổng của FET cũng chính là điện áp tại lối vào vi. Điện áp ra được xác định bởi nguồn phát dòng và điện trở tương đương của hai nhánh mắc song song là điện trở máng tín hiệu nhỏ rD và điện trở tải RL. Do vậy, điện áp ra của mạch khuyếch đại sẽ là: ( ) ( )LDimLDGSmo R//rvgR//rvgv −=−= Î ( )LDm i o R//rg v v −= Dấu trừ trong biểu thức cho biết điện áp ra sẽ giảm xuống khi dòng ra tăng, do điện áp ra thay đổi ngược với điện áp vào, nên đây là một bộ khuyếch đại đảo. Hệ số khuyếch đại điện áp được xác định đơn giản bằng tích của hệ số điện dẫn gm của FET và điện trở tương đương của hai nhánh song song rD và RL. Hệ số khuyếch đại điện áp LD LD m i o Rr Rrg v v +−== (3.81) Chúng ta cũng dễ dàng xác định điện trở vào tín hiệu nhỏ và điện trở ra tín hiệu nhỏ của bộ khuyếch đại từ mạch tương đương. Điện trở vào đơn giản bằng với điện trở cổng RG. Bởi vì điện trở vào của FET rất cao nên điện trở cổng có thể thường được chọn cao cần thiết để phù hợp với ứng dụng cụ thể. Điện trở ra được cho bởi hai nhánh song song rD và RL. Điện trở vào và điện trở ra được tính từ mạch tương đương tín hiệu nhỏ nên được gọi là điện trở tín hiệu nhỏ, nghĩa là nó là quan hệ giữa các điện áp tín hiệu nhỏ và các dòng điện tín hiệu nhỏ. Các điện trở tín hiệu nhỏ không liên quan đến các điện áp dc và dòng điện dc trong mạch. Ví dụ 3.4: Xác định hệ số khuyếch đại điện áp tín hiệu nhỏ, điện trở vào và điện trở ra của một bộ khuyếch đại bằng FET như hình (a) dưới đây, biết rằng: rD = 100 kΩ và gm = 2 ms. Giải: Bước đầu tiên là xác định mạch tương đương tín hiệu nhỏ của bộ khuyếch đại. Dựa vào mô hình tương đương của FET, dễ dàng xác định được mạch tương đương cho bộ khuyếch đại như ở hình (b). Rõ ràng từ mạch tương đương, ta có: ( ) 9,3 10x210x100 10x210x10010x2 Rr RrgR//rg v v 33 33 3 LD LD mLDm i o −=+−=+−=−= − Dấu trừ cho biết đây là mạch khuyếch đại đảo. Điện trở vào của mạch tín hiệu nhỏ chỉ đơn giản là RG, và vì vậy: ≅ CẤU KIỆN ĐIỆN TỬ BIÊN SOẠN DQB, B/M ĐTVT-ĐHKT CHƯƠNG 3: TRANSISTOR HIỆU ỨNG TRƯỜNG 90 ΩM1Rr Gi == Điện trở ra của mạch tín hiệu nhỏ được cho bởi: Ωk0,2 10x210x100 10x210x100 Rr RrR//rr 33 33 Ld Ld Ldo ≈+=+== Ví dụ này xét mạch dùng DE MOSFET kênh-n, thực hiện tính toán tương tự đối với mạch dùng linh kiện kiểu khác của FET. Giá trị điển hình cho điện trở máng tín hiệu nhỏ rd nằm trong khoảng 50 đến 100 kΩ; điện trở này thông thường lớn hơn nhiều so với điện trở tải RL, nên trong trường hợp này ảnh hưởng của rd thường được bỏ qua, và hệ số khuyếch đại có thể được xấp xỉ bằng biểu thức: Lm i o Rg v v −≈ Rõ ràng là bằng cách thay đổi giá trị của RL thì ta sẽ thay đổi được hệ số khuyếch đại của mạch khuyếch đại ở chế độ tín hiệu nhỏ, nhưng phải lưu ý rằng điều này cũng sẽ ảnh hưởng đến dòng một chiều chảy trong FET. hiệu nhỏ. Các điện trở tín hiệu nhỏ không liên quan đến các điện áp dc và dòng điện dc trong mạch. Ví dụ 3.4: Xác định hệ số khuyếch đại điện áp tín hiệu nhỏ, điện trở vào và điện trở ra của một bộ khuyếch đại bằng FET như hình (a) dưới đây, biết rằng: rD = 100 kΩ và gm = 2 ms. Giải: Bước đầu tiên là xác định mạch tương đương tín hiệu nhỏ của bộ khuyếch đại. Dựa vào mô hình tương đương của FET, dễ dàng xác định được mạch tương đương cho bộ khuyếch đại như ở hình (b). Từ mạch tương đương, ta có: ( ) 9,3 10x210x100 10x210x10010x2 Rr RrgR//rg v v 33 33 3 LD LD mLDm i o −=+−=+−=−= − Dấu trừ cho biết đây là mạch khuyếch đại đảo. Điện trở vào của mạch tín hiệu nhỏ chỉ đơn giản là RG, và vì vậy: ΩM1Rr Gi == (a) (b) CẤU KIỆN ĐIỆN TỬ BIÊN SOẠN DQB, B/M ĐTVT-ĐHKT CHƯƠNG 3: TRANSISTOR HIỆU ỨNG TRƯỜNG 91 Điện trở ra của mạch tín hiệu nhỏ được cho bởi: Ωk0,2 10x210x100 10x210x100 Rr RrR//rr 33 33 Ld Ld Ldo ≈+=+== Ví dụ này xét mạch dùng DE MOSFET kênh-n, thực hiện tính toán tương tự đối với mạch dùng linh kiện kiểu khác của FET. Giá trị điển hình cho điện trở máng tín hiệu nhỏ rd nằm trong khoảng 50 đến 100 kΩ; điện trở này thông thường lớn hơn nhiều so với điện trở tải RL, nên trong trường hợp này ảnh hưởng của rd thường được bỏ qua, và hệ số khuyếch đại có thể được xấp xỉ bằng biểu thức: Lm i o Rg v v −≈ Rõ ràng là bằng cách thay đổi giá trị của RL thì ta sẽ thay đổi được hệ số khuyếch đại của mạch khuyếch đại ở chế độ tín hiệu nhỏ, nhưng phải lưu ý rằng điều này cũng sẽ ảnh hưởng đến dòng một chiều (dc) chảy trong FET. b) Mạch khuyếch đại lặp lại cực nguồn [ Source follower amplifier ]. Ở trên ta đã xét các mạch khuyếch đại Nguồn-chung. Một số cấu hình khuyếch đại khác được dùng rộng rãi là mạch ở hình 3.44. Trong các mạch đó, cực máng là chung cho cả mạch vào và mạch ra (lưu ý rằng, VDD là kết nối hiệu dụng với đất đối với các tín hiệu nhỏ, tức là được xem như ngắn mạch nguồn đối với tín hiệu ac). Do đó, các mạch trên được gọi là các mạch khuyếch đại máng-chung. Từ định nghĩa của gm, ta có: GS D m v ig = Î ( )SGmGSmD vvgvgi −== Vì điện áp tại cực nguồn vS được cho bởi: vS = RSid , nên suy ra: G mS G mS mS S v 1 gR 1 1v gR1 gRv + =+= Nếu 1/ RSgm << 1, suy ra vS ≈ vG. Nói cách khác, điện áp cực nguồn (điện áp ra) có khuynh hướng lặp lại giá trị điện áp cổng (điện áp vào). Vì lý do này mà các mạch trên thường được gọi là mạch lặp lại nguồn [source followers]; khi đó tín hiệu ra “lặp lại” tín hiệu vào, nên các mạch loại này là mạch khuyếch đại không đảo. Do tín hiệu ra của mạch lặp lại nguồn rất gần giống như tín hiệu vào, nên hệ số khuyếch đại của mạch khuyếch đại là vo / vi xấp xỉ bằng đơn vị. Trong nhiều trường hợp, các mạch được sử dụng vì điện trở vào của chúng rất cao và điện trở ra của mạch tương đối thấp. Điện trở vào được xác định bởi điện trở cổng RG,và điện trở ra được xác định bằng những đặc tính của FET. Để xác định điện trở ra của mạch, cần phải biết điện áp ra vS sẽ thay đổi theo dòng ra iS, như thế nào, khi không có bất kỳ sự thay đổi nào ở lối vào.Vì vậy, điện trở ra của mạch ro là tỷ số vS / iS, với (a) (b) CẤU KIỆN ĐIỆN TỬ BIÊN SOẠN DQB, B/M ĐTVT-ĐHKT CHƯƠNG 3: TRANSISTOR HIỆU ỨNG TRƯỜNG 92 vG = 0. Như ở trên ta đã có: ( )SGmGSmD vvgvgi −== , thay thế vG = 0, ta có: ( )SmGSmD v0gvgi −== Do dòng cổng là không đáng kể, nên giá trị của dòng nguồn bằng giá trị của dòng máng. Nhưng các dòng này được xét theo chiều quy ước là chảy vào dụng cụ và do đó, iS = - iD. Vì vậy: SmDS vgii =−= và mS S D g 1 i vr == Vì gm biến đổi theo dòng máng, nên điện trở ra cũng sẽ thay đổi theo dòng máng, nhưng giá trị điển hình của điện trở ra là vài trăm ohm đối với dòng là vài trăm miliampere. Các mạch lặp lại nguồn có giá trị điện trở vào không thấp như mạch lặp lại emitter dùng transistor bipolar (sẽ xét ở chương tiếp theo), với điện trở vào rất cao của mạch lặp lại nguồn, làm cho mạch được sử dụng nhiều, như ở các bộ khuyếch đại đệm, có hệ số khuyếch đại bằng đơn vị. c) Mạch khuyếch đại vi sai. Các mạch khuyếch đại vi sai là mạch có thể tạo một tín hiệu ra tỷ lệ với sự khác biệt giữa hai tín hiệu vào và có khả năng loại bỏ các tín hiệu cùng pha ở cả hai lối vào, đặc tính sau được xem như sự khử bỏ tín hiệu cùng pha [common-mode rejection]. Hình 3.45a, là dạng thông thường của mạch khuyếch đại vi sai thường được dùng ở các tầng vào của các bộ khuyếch đại thuật toán. Hai mạch khuyếch đại FET được phân chia một điện trở nguồn chung RS, và các điện trở cổng và máng của mỗi mạch có các giá trị bằng nhau. Các FET được chọn có đặc tính như nhau để mạch có tính đối xứng. Mạch có hai đầu vào v1 và v2, và hai đầu ra v3 và v4. Sơ đồ tương đương ở chế độ tín hiệu nhỏ của mạch khuyếch đại vi sai cho ở hình 3.45b. Điện áp vào và điện áp ra được đo với điểm tham chiếu chung (đất). Các điện trở cổng thường được chọn lớn để ít ảnh hưởng lên hoạt động của mạch và hơn nữa là để thiết lập các điều kiện phân cực dc thích hợp cho FET, do vậy các điện trở cổng được bỏ qua trong mạch tương đương tín hiệu nhỏ. Với giả thiết rằng các linh kiện trong mạch là đối xứng nhau, để có điện dẫn gm và điện trở máng rd của cả hai mạch là bằng nhau. Do điện áp vào v1 và v2 được đo đối với đất, nên điện áp đặt ngang qua tiếp giáp cổng-nguồn của mỗi FET là: S11GS vvv −= và S22GS vvv −= Từ định luật Kirchhoff’s, ta thấy rằng: Tổng các dòng điện chảy vào một nút nào đó của mạch bằng 0. Áp dụng nguyên tắc trên cho một số điểm trong mạch tương đương, ta có các phương trình đồng thời như sau: Xét tại điểm P1 ta có: CẤU KIỆN ĐIỆN TỬ BIÊN SOẠN DQB, B/M ĐTVT-ĐHKT CHƯƠNG 3: TRANSISTOR HIỆU ỨNG TRƯỜNG 93 ( ) ( ) 0 R v r vvvg r vvvg S S d S4 2GSm d S3 1GSm =−−++−+ Thay thế vGS1 và vGS2 đã có ở trên, ta có: ( ) ( ) ( ) ( ) 0 R v r vvvvg r vvvvg S S d S4 S2m d S3 S1m =−−+−+−+− (3.82) Áp dụng cho điểm P2 ta có: 0 R v R v R v S S D 4 D 3 =++ (3.83) Và tại điểm P3 ta có: ( ) ( ) 0vvg r vv R v S1m d S3 D 3 =−+−+ (3.84) Từ các phương trình trên, ta có thể suy ra biểu thức cho các điện áp ra của mạch v3 và v4 theo các số hạng của hai đầu vào, nhưng việc giải khá phức tạp. Từ phương trình (3.83), ta giả sử rằng số hạng vS/ RS là rất nhỏ vì vậy, ảnh hưởng của số hạng trên có thể bỏ qua; tương đương với dòng tín hiệu nhỏ chảy qua điện trở nguồn RS không đổi, tức là làm việc như một nguồn dòng hằng. Nếu bỏ qua số hạng vS/ RS, thì phương trình (3.83) trở thành: 0 R v R v D 4 D 3 =+ (3.85) suy ra: v3 = - v4. Kết hợp kết quả trên với các phương trình (3.82) và (3.84), ta nhận được biểu thức cho các tín hiệu ra: ( ) ⎟⎟⎠ ⎞ ⎜⎜⎝ ⎛ + −−=−= Dd m 2143 R 1 r 12 gvvvv (3.86) Như vậy, các tín hiệu ra là bằng nhau và ngược chiều cực tính và giá trị của chúng được xác định bằng sự chênh lệch giữa các tín hiệu ở hai lối vào, nên gọi là bộ khuyếch đại vi sai. Điện áp ra vi sai của mạch trên vo được cho bằng v3 - v4 và vì v3 và v4 là bằng nhau và ngược dấu, nên hệ số khuyếch đại của mạch có dạng đơn giản: Hệ số khuyếch đại điện áp vi sai ⎟⎟⎠ ⎞ ⎜⎜⎝ ⎛ + −=− −== Dd m 21 43 i o R 1 r 1 g vv vv v v Lưu ý phần đã xét ở trên (mục 3.7a) thấy rằng: rd thường lớn hơn nhiều so với RD nên ta có thể đơn giản biểu thức trên: Hệ số khuyếch đại điện áp vi sai ≈ - gmRD có dạng tương tự biểu thức đơn giản của bộ khuyếch đại FET đã xét ở phần trước. d) FET như một nguồn dòng hằng. FET có thể xem như một nguồn dòng không đổi với điều kiện là điện áp máng-nguồn lớn hơn điện áp thắt, dòng máng của FET sẽ được điều khiển bởi điện áp cổng-nguồn. Do vậy, một nguồn dòng hằng rất đơn giản có thể được tạo thành dễ dàng khi áp dụng một điện áp không đỗi đến cực cổng. Đối với JFET và DE MOSFET, các dạng đơn giản nhất của mạch nguồn dòng hằng cho ở hình 3.46a và 3.46b. Ở các mạch này, chỉ kết nối đơn giản cực cổng với cực nguồn để cho dòng máng bằng IDSS, dòng điện tạo thành bởi các mạch như vậy được xác định bằng các đặc tính của dụng cụ và thường có giá trị trong khoảng 1mA đến 5 mA. Đã xuất hiện các ‘ nguồn dòng hằng ‘ thường là các FET đơn, với chân nguồn và chân cổng của CẤU KIỆN ĐIỆN TỬ BIÊN SOẠN DQB, B/M ĐTVT-ĐHKT CHƯƠNG 3: TRANSISTOR HIỆU ỨNG TRƯỜNG 94 FET được kết nối bên trong để tạo thành các dụng cụ hai chân, có các mức dòng khác nhau. Người ta cũng chế tạo các nguồn dòng hằng có khả năng thay đổi mức dòng bằng cách sử dụng kỹ thuật phân cực tự động như mạch cho ở hình 3.46c. Dòng điện chảy qua dụng cụ sẽ tạo nên một sụt áp trên điện trở, tức là phát sinh một điện áp phân cực giữa cổng và nguồn. Trị số của điện trở này được hiệu chỉnh để tạo ra dòng điện hằng tùy yêu cầu của người sử dụng. Các nguồn dòng hằng bằng FET thường được dùng để tạo ra nguồn dòng cho các mạch khuyếch đại vi sai, chẳng hạn như mạch ở hình 3.47. e) FET như một điện trở được điều khiển bằng điện áp. Từ họ đặc tuyến ra (đặc tuyến dòng máng) của FET, rõ ràng là: Đối với các giá trị nhỏ của điện áp máng-nguồn, các FET có đặc tính được mô tả như một điện trở thuần [ohmic], bởi vì dòng máng tăng một cách tuyến tính theo điện áp máng. Giá trị của điện trở hiệu dụng (tương ứng với độ dốc của các đặc tuyến ra) được điều khiển bằng điện áp cổng. Điều này cho phép FET được sử dụng như một điện trở được điều khiển bằng điện áp (VCR) [voltage controlled resistance]. Các giá trị điện trở có thể được tạo ra sẽ thay đỗi từ một vài chục Ω [ohm] (hoặc thấp hơn đối với FET công suất) lên đến một vài GΩ (1 GΩ = 1000 MΩ). Ứng dụng thông thường của mạch này trong phạm vi các mạch điều khiển hệ số khuyếch đại tự động [automatic gain control circuits]. Khi đó điện áp điều khiển điện trở được lấy từ mạch phân áp với một điện trở cố định để tạo thành một bộ suy giảm được điều khiển bằng điện áp [voltage controlled attenuator] như mạch cho ở hình 3.48. Mạch suy giảm được dùng trong đường hồi tiếp âm của bộ khuyếch đại để làm thay đổi hệ số khuyếch đại của mạch. Điện áp cung cấp cho FET để điều khiển điện trở của mạch suy giảm là được trích từ tín hiệu ra của mạch khuyếch đại và được bố trí sao cho nếu biên độ điện áp ra tăng, thì lượng hồi tiếp âm tăng, dẫn đến làm giảm hệ số khuyếch đại của bộ khuyếch đại. Điều này cho phép duy trì biên độ ra tại một giá trị không đổi nào đó độc lập với biên độ của tín hiệu vào. Kỹ thuật này thường được sử dụng, ví dụ như: giữ âm lượng của một máy thu radio không đổi, ngay khi cường độ của tín hiệu radio luôn thay đổi. Một ứng dụng khác của các bộ suy giảm được điều khiển bằng điện áp là trong việc chế tạo các bộ dao động, mà trong đó mạch điều khiển hệ số khuyếch đại tự động dùng để ổn định hệ số khuyếch đại của bộ dao động mà không làm méo dạng tín hiệu ra. Các mạch suy giảm được điều khiển bằng điện áp có thể được sử dụng với các tín hiệu vào DC hay AC, do FET là dụng cụ có tính đối xứng trong nguyên tắc làm việc của nó (mặc dù đặc tính CẤU KIỆN ĐIỆN TỬ BIÊN SOẠN DQB, B/M ĐTVT-ĐHKT CHƯƠNG 3: TRANSISTOR HIỆU ỨNG TRƯỜNG 95 của các FET đối với các tín hiệu vào có cực tính khác nhau thường rất khác nhau), nhưng để tránh gây méo dạng thì biên độ của tín hiệu vào cần phải được hạn chế ở một vài chục milivolts. g) FET như một chuyển mạch tương tự. Bằng cách đặt một điện áp thích hợp đến cực cổng của FET, ta có thể biến đổi điện trở máng- nguồn hiệu dụng từ vài chục ohm hay thấp hơn (ngắn mạch một cách hiệu dụng trong nhiều ứng dụng) đến một giá trị cao, tức là có thể xem mạch hầu như là hở mạch. Điện trở của FET ở hai trạng thái như trên được gọi là điện trở dẫn [ON resistance] và điện trở ngưng [OFF resistance]. Khả năng chuyển dụng cụ từ ‘ Dẫn’ [ON] sang ‘Ngưng’ [OFF] theo phương pháp này sẽ cho phép FET được sử dụng như một chuyển mạch, như hình 3.49. Hình 3.49a là chuyển mạch nối tiếp dùng JFET. MOSFET có thể được sử dụng theo cách tương tự. Khi FET được chuyển sang Dẫn [ON] thì điện trở giữa lối vào và lối ra của mạch rất nhỏ, bằng điện trở ON của FET, dụng cụ được xem như ngắn mạch. Khi FET chuyển sang Ngưng [OFF] thì điện trở giữa lối vào và lối ra của mạch sẽ bằng với điện trở OFF của FET. Do có nhiều khoảng giá trị khác nhau giữa điện trở ON và OFF, nên FET thường được dùng như một chuyển mạch rất hiệu quả. Hình 3.49b mô tả FET được sử dụng ở mạch song song. Ở đây điện trở nối tiếp R được chọn lớn so với RON , và nhỏ so với ROFF. Bộ phân áp sẽ tạo nên một điện áp ra gần bằng Vi khi dụng cụ chuyển sang OFF, và gần bằng không khi dụng cụ chuyển sang ON. Khi dùng FET như các chuyển mạch tương tự, cần phải đảm bảo các điều kiện làm việc thích hợp cho dụng cụ. Chủ yếu đảm bảo không được vượt quá điện áp đánh thủng của cổng, nhưng cũng cần phải đảm bảo điện áp thích hợp ở cổng để dụng cụ làm việc theo cả hai trạng thái: Dẫn hoàn toàn hoặc Ngưng hoàn toàn. Đối với MOSFET kênh-n, thì cổng có thể lấy điện áp dương lớn hơn để chuyển dụng cụ sang Dẫn [ON], và phải có điện áp âm so với điện áp vào để chuyển dụng cụ sang Ngưng [OFF]. Đối với JFET trạng thái hơi khác với MOSFET, đặc biệt khi sử dụng ở các mạch nối tiếp, vì tiếp giáp cổng của JFET cần phải không được phân cực thuận. Mạch dùng cho JFET cho ở hình 3.50. Khi điện áp chuyển mạch VS dương hơn so với điện áp vào Vi thì diode sẽ được phân cực ngược và điện áp cổng sẽ bằng với Vi do điện trở R, sẽ chuyển FET sang ON. Nếu VS có giá trị âm thì diode sẽ dẫn và đưa điện áp âm vào cổng so với nguồn và chuyển FET về OFF. h) FET như một chuyển mạch số. Ngoài ứng dụng FET làm chuyển mạch tương tự, các FET (riêng các MOSFET) được sử dụng rộng rãi trong các ứng dụng số. Trong đó, các mạch thường theo hai trạng thái hay nhị phân [binary], trong các mạch số, tất cả các tín hiệu đều được quy về một trong hai dải điện áp, một dải điện áp biểu diễn trạng thái thứ nhất (ví dụ trạng thái ON), và dải điện áp khác biểu diễn trạng thái thứ hai (ví dụ trạng thái OFF). Các khoảng điện áp này thường được xem như mức ‘logic 1’ và ‘logic 0’. Trong các mạch dùng MOSFET thì thường đối với các mức điện áp gần bằng 0 sẽ tương đương với một mức logic 0, và đối với các điện áp gần bằng điện áp dương của nguồn cung cấp sẽ tương đương với mức logic 1. Một mạch logic đơn giản nhất là bộ đảo logic [logical inverter] cần cho việc tạo ra một điện áp tương ứng với mức logic 1 nếu đầu vào tương ứng với mức logic 0, và ngược lại. Mạch đảo đơn giản để thực hiện chức năng này cho ở hình 3.51a. Mạch sử dụng một MOSFET tăng cường kênh-n và một điện trở. Khi được dùng như một mạch đảo logic, thì điện áp vào sẽ thay đổi theo cả hai hướng: gần bằng 0 (mức logic 0) hoặc gần bằng điện áp nguồn VDD (mức logic 1). Khi điện áp vào gần bằng 0 V, thì MOSFET tăng cường sẽ được chuyển về ngưng dẫn [OFF] (vì CẤU KIỆN ĐIỆN TỬ BIÊN SOẠN DQB, B/M ĐTVT-ĐHKT CHƯƠNG 3: TRANSISTOR HIỆU ỨNG TRƯỜNG 96 dụng cụ cần phải có điện áp dương đặt trên cổng để tạo ra kênh dẫn giữa vùng máng và vùng nguồn), vì vậy dòng máng là không đáng kể, tức là không có sụt áp trên điện trở R, do đó điện áp ra gần bằng với điện áp nguồn cung cấp VDD (mức logic 1). Khi điện áp vào gần bằng với điện áp nguồn cung cấp, thì MOSFET sẽ được chuyển sang dẫn [ON] và có dòng chảy qua điện trở R, điện áp ra giảm gần bằng với mức đất chung (mức logic 0). Như vậy, khi điện áp lối vào cao thì sẽ có điện áp lối ra thấp và ngược lại nên mạch có chức năng của một bộ đảo. Mạch ở hình 3.51a hoàn toàn có thể thực hiện với các linh kiện rời nhưng ít được dùng trong các vi mạch (IC). Một trong những lý do giải thích tại sao các MOSFET được sử dụng rộng rải trong các vi mạch số là do mỗi MOSFET chỉ cần một diện tích rất nhỏ trên phiến Silicon, nên cho phép chế tạo một số lượng lớn các dụng cụ trên một chíp đơn. Ngược lại các điện trở thường chiếm một tỷ lệ diện tích lớn hơn nhiều. Do vậy, khi chế tạo các mạch đảo logic bằng MOSFET người ta thường sử dụng mạch như ở hình 3.51b. Trong đó, một MOSFET thứ hai được dùng như một tải tích cực, làm giảm nhiều diện tích vùng Silicon cần thiết để chế tạo các mạch đảo trong các vi mạch. Tương tự, cũng có thể chế tạo các mạch đảo bằng MOSFET tăng cường kênh-p ở cả dạng rời và dạng vi mạch như trên. i) Các mạch CMOS. Trong các mạch NMOS và PMOS được giới thiệu ở trên, giá trị của điện trở tải R (hoặc điện trở hiệu dụng của MOSFET được dùng thay vào vị trí của điện trở) sẽ ảnh hưởng đến điện trở ra của mạch khi lối ra ở mức cao, và có sự tiêu tán công suất của cổng khi lối ra ở mức thấp. Khi điện áp lối vào thấp , thì chuyển mạch MOSFET chuyển về ngưng dẫn [OFF] và lối ra được đẩy lên cao bởi điện trở tải R. để nhận được điện trở ra thấp thì R cần phải nhỏ. Khi lối vào ở mức cao, thì chuyển mạch MOSFET sẽ được chuyển sang dẫn [ON] và lối ra được đẩy xuống thấp. Do sự chuyển mạch MOSFET có điện trở ON thấp nên điện trở ra thấp, làm cho mạch hút mức dòng cao từ tải ngoài. Trong trường hợp này hầu như toàn bộ điện áp nguồn cung cấp được đặt trên điện trở tải R tạo ra một dòng lớn và vì vậy sẽ tiêu tán công suất lớn. Để tối thiểu hóa công suất tiêu tán này thì điện trở tải cần phải lớn. Rõ ràng là các đòi hỏi điện trở ra thấp và tiêu tán công suất thấp là các yêu cầu đối lập nhau trên giá trị của R. Vấn đề này có thể được khắc phục bằng cách sử dụng mạch như ở hình 3.52. Trong đó cả hai transistor NMOS và PMOS được ghép thành một mạch mà bây giờ được mô tả như mạch MOSFET bổ phụ [Complementary MOS] hay mạch logic CMOS. Khi điện áp vào gần bằng 0, thì dụng cụ kênh-n T2 sẽ được chuyển về ngưng dẫn [OFF] nhưng dụng cụ kênh-p T1 được chuyển sang dẫn [ON]. Khi điện áp lối vào gần bằng với mức điện áp nguồn cung cấp thì vị trí được đảo ngược, với T1 ngưng [OFF] và T2 dẫn [ON]. Như vậy, với cả hai trạng thái ở lối vào thì một trong hai transistor sẽ dẫn [ON] và transistor kia ngưng [OFF]. Mạch ở hình 3.52a có thể được tương đương bởi mạch hình 3.52b. Với chuyển mạch T1 kín và T2 hở, thì lối ra sẽ được đẩy lên mức cao và điện trở lối ra thấp, được xác định bởi điện trở mở- điện trở ON của T1. Với T2 kín và T1 hở, thì lối ra sẽ được đẩy xuống thấp và điện trở ra cũng xuống thấp mà bây giờ được xác định bởi điện trở ON của T2. Trong cả hai trường hợp, vì một trong hai chuyển mạch được chuyển về ngắt [OFF] nên chỉ có sự cung cấp dòng là dòng là dòng kéo về bởi tải. Nếu tải là một MOSFET khác loại thì dòng kéo về sẽ không đáng kể vì điện trở vào cao của các MOSFET. Vì vậy, cả hai trạng thái điện trở ra của mạch CMOS là rất thấp và sự tiêu tán công suất là cực nhỏ. Trên thực tế, khi ở trạng thái tĩnh, thì sự tiêu tán công suất thường không đáng kế. Ở các mạch ứng dụng thì công suất được tiêu thụ bởi một mạch CMOS được xác định bằng một lượng nhỏ dòng điện chảy qua khi các dụng cụ chuyển mạch từ trạng thái này sang trạng thái khác. Trong một khoảng thời gian ngắn, cả hai transistor đều dẫn, tạo ra một ngắn mạch đột ngột từ nguồn cung cấp đến đất chung. Do tiêu thụ công suất thấp, nên các mạch CMOS được sử dụng rộng rải trong các ứng dụng làm việc bởi nguồn cung cấp bằng pin. Vấn đề này sẽ được thảo luận trong các giáo trình khác. CẤU KIỆN ĐIỆN TỬ BIÊN SOẠN DQB, B/M ĐTVT-ĐHKT CHƯƠNG 3: TRANSISTOR HIỆU ỨNG TRƯỜNG 97